現(xiàn)代通信系統(tǒng)創(chuàng)新設(shè)計(jì)主要表現(xiàn)在直接變頻和高中頻架構(gòu)，全數(shù)字接收機(jī)的設(shè)計(jì)目標(biāo)要求模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)以更高的采樣率提供更高的分辨率(擴(kuò)大系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍)。在新興的3G和4G數(shù)字無線通信系統(tǒng)中，無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)和線性度都需要高性能的ADC來保證。幸運(yùn)的是，在接收信號鏈路中，ADC的前級增益電路—緩沖放大器的性能在最近幾年得到了極大提高，有助于ADC確保滿足現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)的帶寬和失真要求。但是，緩沖放大器和ADC之間的匹配要求非常嚴(yán)格，深刻理解緩沖放大器對ADC性能指標(biāo)的影響非常重要。

長期以來，得到無線通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師認(rèn)可的理想數(shù)字接收機(jī)的信號鏈路是：天線、濾波器、低噪聲放大器(LNA)、ADC、數(shù)字解調(diào)和信號處理電路。雖然實(shí)現(xiàn)這個(gè)理想的數(shù)字接收機(jī)架構(gòu)還要若干年的時(shí)間，但用于射頻前端的ADC的性能越來越高，通信接收機(jī)正逐漸消除頻率變換電路。從發(fā)展趨勢看，接收機(jī)的一些中間處理級會被逐步消除掉，但ADC前端的緩沖放大級卻是接收機(jī)中相當(dāng)重要的環(huán)節(jié)，它是保證ADC達(dá)到預(yù)期指標(biāo)的關(guān)鍵。信號鏈路的緩沖放大器是包括混頻器、濾波器及其它放大器的功能模塊的一部分，它必須作為一個(gè)獨(dú)立器件考察其噪聲系數(shù)、增益和截點(diǎn)指標(biāo)。給一個(gè)既定的ADC選擇合適的緩沖放大器，可以在不犧牲總的無雜散動(dòng)態(tài)范圍的前提下改善接收機(jī)的靈敏度。

定義動(dòng)態(tài)范圍

接收靈敏度是系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍的一部分，它定義為能夠使接收機(jī)成功恢復(fù)發(fā)射信息的最小接收信號電平，動(dòng)態(tài)范圍的上限是系統(tǒng)可以處理的最大信號，通常由三階截點(diǎn)(IP3)決定，對應(yīng)于接收機(jī)前端出現(xiàn)過載或飽和而進(jìn)入限幅狀態(tài)的工作點(diǎn)。當(dāng)然，動(dòng)態(tài)范圍也需要折衷考慮，較高的靈敏度要求低噪聲系數(shù)和高增益。然而，具有30dB或者更高增益、噪聲系數(shù)低于2dB的LNA其三階截點(diǎn)會受到限制，常常只有+10到+15dBm。由此可見，高靈敏度的放大器有可能在接收前端信號處理鏈路中成為阻塞強(qiáng)信號的瓶頸。在接收機(jī)的前端加入ADC后，對動(dòng)態(tài)范圍的折衷處理變得更加復(fù)雜。引入具有數(shù)字控制的新型線性放大器作為緩沖器，能夠在擴(kuò)展動(dòng)態(tài)范圍的同時(shí)提高接收機(jī)的整體性能。

為了理解緩沖放大器在高速ADC中的作用，我們需要了解一下每個(gè)部件的基本參數(shù)及其對接收機(jī)性能的影響。傳統(tǒng)的接收機(jī)前端一般采用多級變頻，將來自天線的高頻信號解調(diào)到中頻，然后再作進(jìn)一步處理。通常，信號鏈路會將射頻輸入轉(zhuǎn)換到第一中頻的70MHz或140MHz，然后再轉(zhuǎn)換到第二中頻的10MHz，甚至進(jìn)一步轉(zhuǎn)換至第三中頻的455kHz。這種多級變頻的超外差接收機(jī)架構(gòu)的應(yīng)用仍然很廣泛，但考慮到現(xiàn)代通信系統(tǒng)所面臨的降低成本、縮小尺寸的壓力，設(shè)計(jì)工程師不得不盡一切可能去除中間變頻電路。長期以來，軍品設(shè)計(jì)工程師也一直都在探索實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化接收機(jī)的解決方案，用ADC直接數(shù)字化來自天線和濾波器組的射頻信號。

近幾年，ADC的性能指標(biāo)得到了飛速提高，但還沒有達(dá)到可以支持全數(shù)字化軍用接收機(jī)的水平。盡管如此，商用接收機(jī)的設(shè)計(jì)已經(jīng)從三級或更多級的變頻架構(gòu)簡化到一次變頻架構(gòu)。減少頻率變換級意味著ADC輸入將是較高中頻的信號，需要ADC和緩沖放大器具有更寬的頻帶。對ADC分辨率的要求取決于具體的接收機(jī)，對于一些軍用設(shè)備，例如有源接收機(jī)，10位分辨率即可滿足要求。對于當(dāng)前和正在興起的商用通信接收機(jī)，比如3G、4G蜂窩系統(tǒng)，為了降低經(jīng)過復(fù)雜的相位和幅度調(diào)制的波形的量化誤差，需要ADC具有更高的分辨率。對于多載波接收機(jī)，通常需要14位甚至更高的分辨率，同時(shí)也要足夠的帶寬來處理整個(gè)中頻頻帶的信號。

如果一個(gè)接收機(jī)架構(gòu)已具備高速、高分辨率ADC，那么關(guān)系到靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍的其它關(guān)鍵參數(shù)是什么呢？ADC常用SFDR作為其關(guān)鍵指標(biāo)，SFDR定義為輸入信號的基波幅度與指定頻譜內(nèi)最大失真分量均方根的比。如輸入電壓幅度超出了所允許的最大值，采樣輸出波形將出現(xiàn)削波和失真。當(dāng)輸入信號低于推薦的最小輸入值時(shí)，則不能有效利用ADC的分辨率，一個(gè)14位的ADC可能僅僅表現(xiàn)出了10位或12位器件的性能。

對于一個(gè)既定ADC，正弦波的最大輸入電壓(Vmax)可以由下式計(jì)算：

2Vmax = 2bQ 或 Vmax= 2b-1 Q

其中，b是ADC的分辨率，Q是每位量化電平的電壓。

對應(yīng)于最大電壓的正弦波功率是：

Pmax = V2max/2 = [22(b-1)Q2]/2 = 22bQ2/8

最小電壓是對應(yīng)1 LSB的幅度，可以由下式計(jì)算：

2Vmin=Q

對應(yīng)功率為：

Pmin= V2min/2= Q2/8

動(dòng)態(tài)范圍(DR)可以簡單地由下式計(jì)算：

DR = Pmax/Pmin= 22b

或采用對數(shù)形式表示：

DR = 20log(Pmax/Pmin) = 20blog(2) = 6b(dB)

或者每位6dB。

要得到一個(gè)ADC的SFDR，可以測量ADC的滿量程正弦信號，利用一個(gè)高精度DAC和頻譜分析儀測試ADC的輸出，并且比較輸出信號的最大基波成分與最大失真信號的電平。需要注意DAC的動(dòng)態(tài)范圍一定要遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于ADC的動(dòng)態(tài)范圍，否則DAC的動(dòng)態(tài)范圍會制約ADC SFDR指標(biāo)的測試。目前，高速ADC的SFDR指標(biāo)可以達(dá)到80到90dBc，通過給ADC輸入一個(gè)單音或雙音信號可以測得該項(xiàng)指標(biāo)。對于雙音信號的性能分析，雙音信號可以在共同中頻中心頻率兩側(cè)選擇，頻率間隔1MHz，比如對于140MHz的中頻，雙音頻點(diǎn)選擇為139.5MHz和140.5MHz。

包括ADC在內(nèi)的接收靈敏度是噪聲的函數(shù)，而噪聲電平本身又是帶寬的函數(shù)。降低噪聲可以提高接收機(jī)的靈敏度。而有些噪聲是不可避免的，如熱噪聲。ADC的背景噪聲由熱噪聲和量化噪聲決定，這些噪聲限制了ADC的靈敏度。量化噪聲本質(zhì)上講是模數(shù)轉(zhuǎn)換器的LSB的不確定性。一般來說，ADC的背景噪聲就是所允許的最低輸入信號。作為接收機(jī)，不僅僅通過SFDR來表現(xiàn)ADC的特性，滿量程噪聲比和信噪比(SNR)也很重要，ADC的最大SNR是其分辨率的函數(shù):

SNR = (1.76 + 6.02b) dB

實(shí)際上，它是滿量程模擬輸入的均方根與量化噪聲均方值的比。將ADC的采樣速率增加一倍，噪聲將分布到兩倍于前期帶寬的頻段內(nèi)，有效噪聲系數(shù)會降低3dB。確定ADC的SNR的最好方法是用一個(gè)精確的接收機(jī)和經(jīng)過校準(zhǔn)的噪聲源進(jìn)行測量，測量須考慮時(shí)鐘抖動(dòng)和其它噪聲源，從而獲得實(shí)際的SNR值。

總諧波失真(THD)是在信號傅立葉頻譜上的所有諧波的均方根之和，前三項(xiàng)諧波集中了絕大部分的信號能量，對于通信系統(tǒng)來說，THD通常比靜態(tài)下的直流線性度更重要。大多數(shù)廠商給出的器件參數(shù)中包含了前4次，甚至前9次諧波的數(shù)據(jù)。