引言

　　通用對稱Doherty放大器現已在蜂窩基站中廣泛使用。

　　飛思卡爾半導體針對2.11GHz~2.17GHz頻段的3G市場推出的方案是，提供包含兩個專用LDMOS器件的芯片集，用于非對稱Doherty拓撲。該放大器的目標是要實現56dBm的峰值功率，以便在放大器輸出實現50W~60W的平均功率，并提供適當余量以使用當前的3G信號：峰均功率比(PAR)在6dB~7dB之間的兩個WCDMA載頻。

　　現有設計要與更高性能的放大器之間實現平滑過渡，必須采用下列設計選項：在載頻和峰值器件之間應用1dB非對稱電平，優化內部匹配網絡來允許寬帶放大器設計(是規定帶寬的3倍)。此外，為提高視頻帶寬(VBW)，減少對存儲器的影響，抑制調整和簡化放大器設計人員的現場工作，專門設計了特定偏置電路，集成在晶體管中。

　　綜合偏置法

　　AB類偏置電路是為了給RF晶體管柵極提供一個電壓，以固定靜電流(Idq)。為實現這一目的，必須在帶RF晶體管的相同芯片上集成小型參考晶體管，并在其里面注入靜電流刻度值。該參考的柵壓復制到RF晶體管柵極。在參考和RF晶體管之間插入一個緩沖器，以視頻頻率提供很低的阻抗，從而抑制任何外部柵極解耦。緩沖器電壓直接從RF晶體管(Vdd)的漏極中獲取。此類配置提供理想的、非常快速的熱補償，這在外部是不能實現的。

　　圖1所示為偏置電路的電氣示意圖。

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　　圖1 偏置電路電氣示意圖

　　在Doherty中，載流子(主)放大器使用AB類偏置，峰值(從)放大器將使用C類偏置。設置峰值偏置的常用方法是，評估AB類柵壓，然后應用固定的電壓增量來控制峰值開始出現的點。C類偏置由原來的AB類偏置電路演變而來，AB類設置通常在內部是固定的，Vdelta 是唯一可外部控制的。在這兩個偏置電路中，可輕松發現它們還提供流程補償，在生產中不需要任何調整。

　　載流子和峰化晶體管

　　載流子和峰化晶體管設計用于滿足綜合偏置電路的要求，同時允許寬頻匹配和高阻抗。圖2所示為一個載流子晶體管的內部示意圖，其中活動芯片包括RF晶體管、偏置電路和輸入預匹配元素。

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　　圖2 載流子(主)晶體管示意圖

　　輸入口添加了系列電容器，以便將柵壓與外部控制電壓隔開，從而允許使用常規的2引腳封裝。輸出預匹配基于一個2小區的網絡，同時實現高阻抗和寬帶功能。

　　峰值晶體管基于相同技術，只不過它采用C類偏置電路。預匹配單元只需略微修改，就能適應載流子和峰化器件(1dB)之間柵極外設的不同。峰值晶體管內部示意圖如圖3所示。

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　　圖3 峰值(從)晶體管示意圖

　　與占用幾乎相同硅面積的載流子芯片相比，峰值芯片由于利用Doherty操作中峰值晶體管功耗更低這一優勢，因而密度更緊湊。因此，兩個晶體管可采用相同的封裝。以這兩款晶體管為基礎設計了單體放大器，并從RF和DC的角度驗證了其性能。功耗為1dB時，載流子晶體管的功率為160W，而峰值晶體管的功率為200W。兩個偏置電路的熱補償在AB類中幾乎都非常理想(峰值晶體管用Vdelta=0V來測試)。值得注意的是，LDMOS晶體管里門限電壓的熱系數與電流有關。AB類和C類中需要應用不同的系數。

　　非對稱Doherty設計

　　最終采用兩個晶體管的Doherty放大器使用了Wilkinson輸入分配器，該分配器當然是非對稱的，而輸出合成器是一個使用四分之一波長變壓器(非對稱電平為1dB)的常規設備。PCB材料是來自Taconic的RF35，其絕緣厚度是0.51mm(20mils)，足以滿足業內當前使用的PCB的要求。

　　圖4所示為載頻放大器拓撲圖。

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　　圖4 載頻放大器圖

　　此處顯示的簡單柵極DC偏置網絡包括一個1kΩ的串聯電阻器，因為IC里集成了所有必須的低頻解耦電容器。

　　CW測量結果

　　Doherty放大器測量首先在小信號下的CW中執行，在矢量網絡分析器(VNA)上提供快速掃頻。

　　圖5所示為寬帶響應曲線，允許對放大器進行“全面檢查”。

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　　圖5 寬帶S參數

　　該放大器采用AB類偏置，在1dB壓縮點時可提供55dBm(315W)功率，3dB壓縮點時提供56dBm(400W)功率。Doherty運行的優化策略現在變為調整峰值偏置，實現在55dBm功率時獲得3dB壓縮點。圖6所示為整個UMTS頻段的功率掃描結果。

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　　圖6 增益和漏極效率，CW功率掃描

　　Doherty的影響可從增益和效率曲線圖上看到。注意，由于測試臺限制，效率不能通過快速功率掃描測得，而需要通過純CW信號測得，這正好可以解釋曲線右側末端缺失的原因(消耗的功率太高)。現在已經在各種溫度上進行了測量，如圖7所示，熱補償基本上比較理想。

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　　圖7 增益和輸出電壓，溫度補償結果

　　這證明集成偏置電路的功能能夠滿足AB類和C類操作的需求，并且能夠讓熱系數適應這個偏置水平。

　　視頻帶寬對3G放大器很重要。為了使自適應預失真系統實現良好的線性，放大器需要正確放大調制信號，提供比應用的初始信號更寬的頻帶。事實上，放大器輸入處出現的額外失真有望抵消輸出生成的失真，頻帶超出初始頻帶數倍。設計的目標是支持帶兩個載頻的WCDMA應用，間隔為5MHz，這意味著信號頻率需要為10MHz左右，而VBW的目標是40MHz。如圖8所示，在常規雙音調測試中，共鳴的頻率大約為60MHz。

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　　圖8 雙音調測試，視頻帶寬

　　這一限制來自漏極饋線與晶體管內部電容器的共鳴(Cd以及匹配元素)。輸入產生的影響無法觀察。因為集成偏置的緣故(根據模擬所做的估算)，可以假定100MHz以上的頻率產生影響。總之，當UMTS波段達到28V時，CW可實現下列性能：56dBm峰值功率，8dB時可從峰值功率中獲得17dB增益，8dB時可從峰值功率中實現42%的效率，VBW=60MHz(共鳴)。

　　綜合信號結果

　　評估的第二部分是復雜的信號測量。測試使用的信號是2個WCDMA載頻，采用5MHz為間隔并進行削波，以使PAR=6.5dB。所有測量都是在2.14GHz頻率時完成的，其中Vdd=28V，測試臺上配置有數字自適應預失真器。該設備專用于提供關于Doherty線性化和可實現的最大性能的信息。

　　圖9所示為數字預失真(DPD)之前和之后的鄰信道功率(ACP)和輸出平均功率之比。

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　　圖9 調制信號測試，2載頻WCDMA ACP

　　可以看到，在功率高達49.5dBm時，線性化能夠刪除幾乎所有失真。高于這個電平就不可能了。49.5dBm(90W)是放大器開始對信號進行削波的電平，這意味著此電平的輸出峰值功率會上升為56dBm(49.5dBm+6.5dB)。 這與前面的CW測量有密切的關系。

　　還有一個非常有意思的現象，即線性化曲線在49.5dBm時出現明顯的“拐彎”。這意味著，在信號飽和并發生削波之前，放大器不會生成難以消除的失真或對存儲器造成較大的影響。為了對這些內容進行確認，對圖10進行觀察，會發現線性化后輸出信號的PAR幾乎是在50dBm時獲得的，這也確認了放大器的飽和功率電平。

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　　圖10 調制信號測試，2個載頻WCDMA 的PAR和效率

　　注意，在這個功率電平上(49.5dBm/90W)，效率是44%，相當于比該功率電平的常規對稱Doherty提高了2~3個百分點。總之，與兩個WCDMA載頻和28V/2.14GHz的6.5dB PAR相比，此處可實現的性能包括：最大平均功率49.5dBm(90W);在49.5dBm時完成線性化后，ACP達到-55dBc;49.5dBm時效率為44%。

　　結語

　　使用飛思卡爾兩個專用LDMOS器件，可構建簡單而高效的非對稱Doherty放大器，并達到400W的峰值功率。載流子和峰值晶體管包含的集成偏置允許抑制偏置調整，從而簡化柵極饋線，提供高視頻帶寬，同時確保幾近理想的熱補償。所選的非對稱電平(1dB)級別可以將Doherty的效率提高2~3個百分點。演示器顯示在利用2個WCDMA載頻和6.5dB PAR進行線性化后，峰值功率可達到56dBm，平均功率達到49.5dBm(90W)(包括17dB增益)，效率為44%，ACP為55dBc 。根據能確保基站放大器生產性能的余量，可估算這款Doherty產品在 47dBm(56W)與48dBm(63W)之間的功率電平時能達到40%左右的效率。具體情況將視系統顯示和線性化程度而定。