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　　消除模數(shù)轉(zhuǎn)換鏈路中的數(shù)字反饋可能是一個(gè)挑戰(zhàn)。在把數(shù)字輸出與模擬信號(hào)鏈路及編碼時(shí)鐘隔離開來的板級(jí)設(shè)計(jì)過程中，即使在極為謹(jǐn)慎的情況下，模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 輸出頻譜中也有可能觀察到某些數(shù)字反饋的現(xiàn)象，從而導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)范圍性能的下降。盡管良好的布局可以幫助減輕耦合回模擬輸入的數(shù)字噪聲的影響，但是這種辦法也許不足以消除數(shù)字反饋這個(gè)問題。本文解釋了數(shù)字反饋，并討論了一種新的創(chuàng)新性 ADC，這種 ADC 內(nèi)置了一些功能，在良好設(shè)計(jì)的布局也許不足以解決問題的情況下，這些功能可用來克服數(shù)字反饋。

　　數(shù)字反饋

　　數(shù)字反饋可能由于容性耦合、地電流或甚至波導(dǎo)動(dòng)作而產(chǎn)生。即使是非常之小的反饋因素也會(huì)在 ADC 輸出頻譜中引起不希望有的音調(diào)。當(dāng)一個(gè)無偏移的 ADC 接收一個(gè) 1LSB 量級(jí)的非常微弱信號(hào)時(shí)，這個(gè) ADC 非常像一個(gè)具 120dB 增益的放大器：被驅(qū)動(dòng)的所有輸出將以與輸入信號(hào)相同的頻率提供極大的功率。

　　數(shù)字反饋可能發(fā)生在器件級(jí)或系統(tǒng)級(jí)上。ADC 之前的寬帶增益會(huì)加重這種影響。在低信號(hào)電平時(shí)，數(shù)字反饋可能以增大的奇次諧波形式出現(xiàn)，或者在延遲的反饋?zhàn)饔孟赂淖冊(cè)肼晫拥男螤睿蛘咭阅撤N噪聲層增大的形式出現(xiàn)。積分噪聲性能通常不會(huì)受到太大的影響，不過在嚴(yán)重的情況下，噪聲層的集中區(qū)域有可能被抬升 20dB 之多。如果有一個(gè)碰巧與抬高的噪聲層區(qū)域撞上的窄帶應(yīng)用，那么這就意味著實(shí)實(shí)在在的 20dB 量級(jí)的信噪比 (SNR) 損失。

　　在低信號(hào)電平下，如果失調(diào)電壓很大 (以致代碼不能穿過主要的位邊界)，則數(shù)字反饋被消除。在數(shù)字反饋難以控制的地方，可以考慮故意引入偏移電壓。在高信號(hào)電平時(shí)，數(shù)字反饋一般在一定程度上被解除了相關(guān)性，因此不像在低信號(hào)電平時(shí)那么明顯。但這時(shí)數(shù)字反饋仍然可能在某種程度上降低 SNR。

　　在確定是否發(fā)生數(shù)字反饋的過程中，有意引入或清除失調(diào)電壓的能力可以是一種有效的工具。假如，當(dāng)存在一個(gè)低信號(hào)電平時(shí)，SNR 在引入失調(diào)電壓的情況下有所改善，則表明正在發(fā)生數(shù)字反饋。

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　　圖 1：嚴(yán)重?cái)?shù)字反饋的典型表現(xiàn) (采用 6 級(jí)流水線時(shí))

　　圖 1 顯示了相對(duì)嚴(yán)重的高頻數(shù)字反饋的模擬結(jié)果，該情形與我們研究過的客戶的一些布局實(shí)例產(chǎn)生的結(jié)果非常相像。盡管是以更加嚴(yán)重的形式，但是這仍然代表了 ADC 本身的反饋機(jī)制。

　　噪聲層的整形與流水線延遲有關(guān)。具有偶數(shù)流水線級(jí)的 ADC 將在奈奎斯特頻率下產(chǎn)生一個(gè)峰值 (而不是這里所觀察到的為零)。如果所關(guān)注的頻譜區(qū)域局限于 DC 和 1/4 奈奎斯特 (Nyquist) 頻率之間，您可以認(rèn)為數(shù)字反饋不是問題。具有一個(gè)較大流水線延遲的 ADC 將在這些特性之間呈現(xiàn)較短的時(shí)間間隔。

　　進(jìn)入編碼時(shí)鐘的數(shù)字反饋可能產(chǎn)生 2 階和 4 階甚至其他階諧波，但是僅在較高信號(hào)電平時(shí)才比較明顯。這與以下情況類似：耦合進(jìn)時(shí)鐘的模擬輸入功率會(huì)對(duì)時(shí)鐘進(jìn)行相位調(diào)制，從而產(chǎn)生 2 階諧波失真。進(jìn)入放大器或進(jìn)入非快速穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)的較低頻率反饋，可能產(chǎn)生有一些零點(diǎn)、而不是抬高某些區(qū)域的噪聲層，而且可能往往提高靠近 DC 或奈奎斯特頻率的區(qū)域。實(shí)際情況也許涉及這些反饋機(jī)制中的若干種，這往往會(huì)產(chǎn)生更加復(fù)雜的噪聲層。

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　　圖 2：進(jìn)入未實(shí)現(xiàn)良好穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)中放大的較低頻數(shù)字反饋示例

　　圖 2 僅示出了低頻反饋的一個(gè)例子。這種工作特性可能并不穩(wěn)定，因而會(huì)產(chǎn)生出現(xiàn)在不同位置的“零”。這些深谷零的位置提供了起因的相關(guān)線索，因?yàn)樗鼈冎甘玖嗽陬l域中的那些點(diǎn)上產(chǎn)生極小功率的重復(fù)圖形。這可被看作是一個(gè)精細(xì)復(fù)雜的弛豫振蕩器，涉及 ADC 之前的增益以及各種延遲 (包括流水線延遲)。一個(gè)高階濾波器可以改變這種反饋行為，或者在采用具微秒延遲的 SAW 濾波器的情況下，可以相當(dāng)有效地控制反饋行為。這種不穩(wěn)定的反饋行為是由熱噪聲和輸入電源激發(fā)的。對(duì)多次轉(zhuǎn)換進(jìn)行平均后，這類反饋行為可以產(chǎn)生相當(dāng)一致的噪聲層升高。例如，通過在驅(qū)動(dòng)器放大器下面走數(shù)據(jù)總線，可以產(chǎn)生這類反饋行為。

　　如果選擇了不良的布局，則器件級(jí)和系統(tǒng)級(jí)上的數(shù)字反饋均會(huì)變得更糟。通常，給定的設(shè)計(jì)似乎將擁有兼顧這方面性能所需的全部特性。長(zhǎng)的輸出總線、以低特性阻抗布線以及在接收設(shè)備端很重的容性負(fù)載所有這一切都導(dǎo)致在輸出級(jí)產(chǎn)生更大的脈沖電流。類似地，采用最大的 OVDD (數(shù)字輸出電源電壓) 最大限度地增大了數(shù)字電流。如果降低數(shù)字輸出電壓擺幅，就會(huì)相應(yīng)地降低耦合回模擬電路的數(shù)字噪聲。在電路板底面放置 OVDD 旁路、增大引線電感、大體積電容器、小直徑通孔、厚的電路板、散熱等等所有這一切都增大了電源軌至輸出部分的阻抗，從而增大了跨地回路產(chǎn)生的信號(hào)。把 OGND 回接至一個(gè)接地不良的焊盤會(huì)使情況更糟。所有這些都將在 IC 基片上導(dǎo)致更多的接地反彈。使事情更糟的是，非對(duì)稱地處理模擬和時(shí)鐘輸入也會(huì)導(dǎo)致數(shù)字反饋。對(duì)稱地處理這些輸入將保持采樣過程或時(shí)鐘接收器的共模抑制，并降低數(shù)字反饋。舉一個(gè)不對(duì)稱的例子: 將一個(gè)大測(cè)試焊盤放置在剛好位于ADC 下方的電路板底部的兩個(gè)輸入之一上，而將另一個(gè)測(cè)試焊盤安放于一定距離之外的另一個(gè)輸入上，這種做法可以滿足線路內(nèi)測(cè)試人員的要求，但這種不對(duì)稱性將會(huì)損害 ADC 性能。如果您必須提供探測(cè)，則把測(cè)試焊盤并排放置，使信號(hào)走線從中穿過，并在這些元件之后靠近 ADC 的地方布設(shè)終端。測(cè)試焊盤是無引線的電容器，如果這么用，而不是在不同長(zhǎng)度的傳輸線尾端充當(dāng)起縮短作用的容性組件，那么在 GHz 頻率上也許是有益的。

　　避免將一個(gè)輸入布置在電路板頂面，另一個(gè)布置在電路板底面，這聽起來也許是顯然的事。除了與高頻行為有關(guān)的非對(duì)稱，這樣的布置還會(huì)拾取布滿電路板走線的兩個(gè)平面之間的電位差。

　　甚至不要用層的改變使差分放大器的輸出反向。差分放大器的 + 輸出不必一定驅(qū)動(dòng) ADC 的 + 輸入，它們是可互換的。就 AC 應(yīng)用而言，這一般來說沒有關(guān)系。如果確實(shí)有關(guān)系，那么在驅(qū)動(dòng)器之前實(shí)現(xiàn)。

　　內(nèi)部數(shù)字反饋大部分是一種高頻現(xiàn)象。較低的采樣率往往不那么成問題，除非到負(fù)載的距離增大了。如果從負(fù)載返回的反射信號(hào)在不到 1/2 個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)消失，那么它們就不會(huì)產(chǎn)生數(shù)字反饋。