要理解∑-△ADC的工作原理,首先應(yīng)對以下概念有所了解:過采樣、噪聲成形、數(shù)字濾波和抽取。
1.過采樣
首先,考慮一個(gè)傳統(tǒng)ADC的頻域傳輸特性。輸入一個(gè)正弦信號,然后以頻率fs采樣-按照Nyquist定理,采樣頻率至少兩倍于輸入信號。從
FFT分析結(jié)果可以看到,一個(gè)單音和一系列頻率分布于DC到fs/2間的隨機(jī)噪聲。這就是所謂的量化噪聲,主要是由于有限的ADC分辨率而造成的。單音信號的幅度和所有頻率噪聲的RMS幅度之和的比值就是信號噪聲比(SNR)。對于一個(gè)Nbit ADC,SNR可由公式:SNR=6.02N+1.76dB得到。為了改善SNR和更為精確地再現(xiàn)輸入信號,對于傳統(tǒng)ADC來講,必須增加位數(shù)。
如果將采樣頻率提高一個(gè)過采樣系數(shù)k,即采樣頻率為Kfs,再來討論同樣的問題。FFT分析顯示噪聲基線降低了,SNR值未變,但噪聲能量分散到一個(gè)更寬的頻率范圍。∑-△轉(zhuǎn)換器正是利用了這一原理,具體方法是緊接著1bit ADC之后進(jìn)行數(shù)字濾波。大部分噪聲被數(shù)字濾波器濾掉,這樣,RMS噪聲就降低了,從而一個(gè)低分辨率ADC, ∑-△轉(zhuǎn)換器也可獲得寬動態(tài)范圍。
那么,簡單的過采樣和濾波是如何改善SNR的呢?一個(gè)1bit ADC的SNR為7.78dB(6.02+1.76),每4倍過采樣將使SNR增加6dB,SNR每增加6dB等效于分辨率增加1bit。這樣,采用1bit ADC進(jìn)行64倍過采樣就能獲得4bit分辨率;而要獲得16bit分辨率就必須進(jìn)行415倍過采樣,這是不切實(shí)際的。∑-△轉(zhuǎn)換器采用噪聲成形技術(shù)消除了這種局限,每4倍過采樣系數(shù)可增加高于6dB的信噪比。
2.噪聲成形
通過圖1所示的一階∑-△調(diào)制器的工作原理,可以理解噪聲成形的工作機(jī)制。
∑-△調(diào)制器包含1個(gè)差分放大器、1個(gè)積分器、1個(gè)比較器以及1個(gè)由1bit DAC(1個(gè)簡單的開關(guān),可以將差分放人器的反相輸入接到正或負(fù)參考電壓)構(gòu)成的反饋環(huán)。反饋DAC的作用是使積分器的平均輸出電壓接近于比較器的參考電平。調(diào)制器輸出中“1”的密度將正比于輸入信號,如果輸入電壓上升,比較器必須產(chǎn)生更多數(shù)量的“1”,反之亦然。積分器用來對誤差電壓求和,對于輸入信號表現(xiàn)為一個(gè)低通濾波器,而對于量化噪聲則表現(xiàn)為高通濾波。這樣,大部分量化噪聲就被推向更高的頻段。和前面的簡單過采樣相比,總的噪聲功率沒有改變,但噪聲的分布發(fā)生了變化.
現(xiàn)在,如果對噪聲成型后的∑-△調(diào)制器輸出進(jìn)行數(shù)字濾波,將有可能移走比簡單過采樣中更多的噪聲。這種調(diào)制器(一階)在每兩倍的過采樣率下可提供9dB的SNR改善。
在∑-△調(diào)制器中采用更多的積分與求和環(huán)節(jié),可以提供更高階數(shù)的量化噪聲成形。例如,一個(gè)二階∑-△調(diào)制器在每兩倍的過采樣率可改善SNR 15dB。圖2顯示了∑-△調(diào)制器的階數(shù)、過采樣率和能夠獲得的SNR三者之問的關(guān)系。
3.數(shù)字濾波和抽取
∑-△調(diào)制器以采樣速率輸出1bit數(shù)據(jù)流,頻率可高達(dá)MHz量級。數(shù)字濾波和抽取的目的是從該數(shù)據(jù)流中提取出有用的信息,并將數(shù)據(jù)速率降低到可用的水平。
∑-△ADC 中的數(shù)字濾波器對1bit數(shù)據(jù)流求平均,移去帶外量化噪聲并改善ADC的分辨率。數(shù)字濾波器決定了信號帶寬、建立時(shí)間和阻帶抑制。
∑-△轉(zhuǎn)換器中廣泛采用的濾波器拓?fù)涫荢INC3,一種具有低通特性的濾波器。這種濾波器的一個(gè)主要優(yōu)點(diǎn)是具有陷波特性,可以將陷波點(diǎn)設(shè)在和電力線相同的頻率,抑制其干擾。陷波點(diǎn)直接相關(guān)于輸出數(shù)據(jù)速率(轉(zhuǎn)換時(shí)間的倒數(shù))。SINC3濾波器的建立時(shí)間三倍于轉(zhuǎn)換時(shí)問。例如,陷波點(diǎn)設(shè)在50Hz時(shí)(60Hz數(shù)據(jù)速率),建立時(shí)間為3/60Hz=50ms。有些應(yīng)用要求更快的建立時(shí)間,而對分辨率的要求較低。對于這些應(yīng)用,新型ADC諸如MAX1400系列允許用戶選擇濾波器類型SINC1或SINC3。SINC1濾波器的建立時(shí)間只有一個(gè)數(shù)據(jù)周期,對于前面的舉例則為1/60Hz=16.7ms。由于帶寬被輸出數(shù)字濾波器降低,輸出數(shù)據(jù)速率降低于原始采樣速率,但仍滿足Nyquist定律。這可通過保留某些采樣而丟棄其余采樣來實(shí)現(xiàn),這個(gè)過程就是所謂的按M因子“抽取”。M因子為抽取比例,可以是任何整數(shù)值。在選擇抽取因子時(shí)應(yīng)該使輸出數(shù)據(jù)
速率高于兩倍的信號帶寬。這樣,如果以fs的頻率對輸入信號采樣,濾波后的輸出數(shù)據(jù)速率可降低至fs/M,而不會丟失任何信息。
二、 MAXIM的新型∑-△ADC
新型高集成度∑-△ADC正在得到越來越廣泛的應(yīng)用,這種ADC只需極少外接元件就可直接處理微弱信號。MAX1402便是這種新一代ADC的一個(gè)范例,大多數(shù)信號處理功能已被集成于芯片內(nèi)部,可視為一個(gè)片上系統(tǒng),如圖3所示。該器件在480sps工作速率下可捉供16bit精度,4800sps時(shí)精度達(dá)12bit,工作模式下僅消耗250uA的電流,掉電模式僅消耗2uA。信號通道包含一個(gè)靈活的輸入多路復(fù)用器,可被設(shè)置為3路全差分信號或5路偽差分信號、2個(gè)斬波放大器,1個(gè)可編程PGA(增益從1~128)、1個(gè)用于消除系統(tǒng)偏移的粗調(diào)DAC和1個(gè)二階∑-△調(diào)制器。調(diào)制器產(chǎn)生的1bit數(shù)據(jù)流被送往一個(gè)集成的數(shù)字濾波器進(jìn)行精處理(配置為SINC1或SINC3)。轉(zhuǎn)換結(jié)果可通過SPITM/QSPITM兼容的三線串行接口讀取。另外,該芯片還包含有2個(gè)全差分輸入通道,用于系統(tǒng)校準(zhǔn)(失調(diào)和增益);2個(gè)匹配的200 uA電流源,用于傳感器激勵(例如可用于3線/4線RTD);2個(gè)“泵出”電流,用于檢測選定傳感器的完整性。通過串行接口訪問器件內(nèi)部的8個(gè)片內(nèi)寄存器,可對器件的工作模式進(jìn)
行編程。輸入通道可以在外部命令的控制下進(jìn)行采樣或者連續(xù)采樣,通過SCAN控制位設(shè)定,轉(zhuǎn)換結(jié)果中附加有3bit“通道標(biāo)識”位,用來確定輸入通道。
兩個(gè)附加的校準(zhǔn)通道CALOFF和CALGAIN可用來校準(zhǔn)測量系統(tǒng)。此時(shí)可將CALOFF輸入連接到地,將CALGAIN輸入連接到參考電壓。對上述通道的測量結(jié)果求取平均后可用來對測量結(jié)果進(jìn)行校準(zhǔn)。
三、 ∑-△ADC的應(yīng)用
1 熱電偶測量及冷端補(bǔ)償
如圖4所示,在本應(yīng)用中,MAX1402工作在緩沖方式,以便允許在前端采用比較大的去耦電容(用來消除熱電偶引線拾取的噪聲)。為適應(yīng)輸入緩沖器的共模范圍,采用參考電壓對AIN2輸入加以偏置。在使用熱電偶測溫時(shí),要獲得精確的測量結(jié)果,必須進(jìn)行冷端補(bǔ)償。
熱電偶輸出電壓可表示為
V=a(t1-tref)
其中a是與熱電偶材料有關(guān)的Seebeck常數(shù),t1是待測溫度,tref 是接線盒處的溫度。為了對tref 造成的誤差進(jìn)行補(bǔ)償,可以在熱電偶輸出端采用二極管補(bǔ)償;也可以測出接線盒處的溫度,然后用軟件進(jìn)行補(bǔ)償。在本例中,差分輸入通道AIN3、AIN4被用來測量P-N結(jié)的溫度(用內(nèi)部200uA電流源加以偏置)。
2 3線和4線RTD測量
鉑電阻溫度傳感器(RTD)被許多需要測量溫度的應(yīng)用所優(yōu)選,因?yàn)樗鼈兙哂袃?yōu)異的精度和互換性。一個(gè)在0℃時(shí)具有100 Ω電阻的RTD,到+266℃時(shí)電阻會達(dá)到200 Ω,靈敏度非常低,約為△R/△t=100 Ω/266℃。200 uA的激勵電流在0℃時(shí)可產(chǎn)生20mV輸出,+266~C時(shí)輸出40mV。MAX1402可直接處理這種低電平的信號。
根據(jù)不同應(yīng)用,引線電阻對于測量精度會產(chǎn)生不同程度的影響。一般來講,如果RTD靠近轉(zhuǎn)換器,采用最簡單的兩線結(jié)構(gòu)即可;而當(dāng)RTD比較遠(yuǎn)時(shí),引線電阻會疊加入RTD阻抗,并給測量結(jié)果引入顯著誤差。這種情況通常采用3線或4線RTD配置,如圖5所示。
MAX1402內(nèi)部兩個(gè)匹配的200 uA電流源可用來補(bǔ)償3線或4線RTD配置中引線電阻造成的誤差。在3線配置中,兩個(gè)匹配的200 uA電流源分別流過RL1和RL2這樣,AIN1和AIN2端的差分電壓將不受引線電阻的影響。這種補(bǔ)償方法成立的前提是兩條引線材質(zhì)相同,并具有相同的長度,還要求兩個(gè)電流源的溫度系數(shù)精確匹配(MAX1402為5×10-6/℃)。4線配置中引線電阻將不會引入任何誤差,因?yàn)樵谶B接到AIN1和AIN2的
測量引線中基本上沒有電流流過。在此配置中,電流源OUT1被用來激勵RTD傳感器,電流源OUT2被用來產(chǎn)生參考電壓。在這種比例型配置中,RTD的溫漂誤差(由RTD激勵電流的溫漂引起)被參考電壓的漂移補(bǔ)償。
老式的4~20mA變送器采用一個(gè)現(xiàn)場安裝的敏感元件感測一些物理信息,例如壓力或溫度等,然后產(chǎn)生一個(gè)正比于待測物理量的電流,電流的變化范圍標(biāo)準(zhǔn)化為4~20mA。電流環(huán)具有很多優(yōu)點(diǎn):測量信號對于噪聲不敏感;可以方便地進(jìn)行遠(yuǎn)端供電。第二代4~20mA變送器在遠(yuǎn)端進(jìn)行一些信號處理,通常采用微控制器和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器,如圖6所示。
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這種變送器首先將信號數(shù)字化,然后采用微控制器內(nèi)置的算法進(jìn)行處理,對增益和零點(diǎn)進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化,對傳感器進(jìn)行線性化,最后再將信號轉(zhuǎn)換到模擬域,作為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)電流通過環(huán)路傳送。第三代4~20mA變送器被稱為“靈巧且智能”,實(shí)際上是在前述功能的基礎(chǔ)上增加了數(shù)字通信(和傳統(tǒng)的4—20mA信號共用同一條雙絞線)。利用通信信道可以傳送一些控制和診斷信號。MAX1402這樣的低功耗器件對于此類應(yīng)用非常適合,250 uA的功耗可以為變送器中的其余電路節(jié)省出可觀的功率。智能變送器所采用的通信標(biāo)準(zhǔn)是Hart協(xié)議。這是一種基于Bell 202電信標(biāo)準(zhǔn)的通信協(xié)議,工作于頻移鍵控方式(FSK)。數(shù)字信號由兩種頻率組成:1200Hz和2200Hz,分別對應(yīng)于數(shù)碼1和0。兩種頻率的正弦波
疊加在直流模擬信號上,通過同一條電纜同時(shí)傳送。因?yàn)镕SK信號的平均值總是零,因此4—20mA模擬信號不會受到影響。在不干擾模擬信號的前提下,數(shù)字通信信號具有每秒更新2—3個(gè)數(shù)據(jù)的響應(yīng)速度。通信所需的最小環(huán)路阻抗是23 Ω。
小結(jié)
??????? 在高集成度調(diào)理系統(tǒng)出現(xiàn)之前,過程控制通常采用多個(gè)獨(dú)立的芯片實(shí)現(xiàn)信號調(diào)理和處理。∑-△技術(shù)降低了這部分電路的成本、空間需求和功率需求(事實(shí)上多數(shù)應(yīng)用只需要+3V/+5V單電源)。這種特性尤其適合于電池供電的便攜系統(tǒng)。元件數(shù)量的降低同時(shí)還改善了系統(tǒng)的可靠性。
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