伴隨DVD、MP3、MP4、智能手機等越來越多的便攜式音頻設備的出現，這些設備的電路板設計空間越來越不足。現今，根據特定功能設計解決方案的尺寸，在預期功能的條件下將需要的組件數量降到最低，顯得越來越重要。將音頻信號傳輸到耳機，一直以來都使用DC 阻隔電容，除此之外，其他替代的解決方案，不是有先天的限制，就是過于簡單化而不切實際需求，不被市場認可與接受。

　　本文特別著重在耳機放大器架構，除了說明其優缺點，也介紹全新的解決方案，該解決方案可解決某些耳機放大器架構所造成的問題。

　　不同的耳機放大器配置

　　不采用大型 DC 阻隔電容驅動耳機的其中一種傳統方法，是將連接器的接地接腳偏移到中軌，也就是 VDD/2 （VBIAS）。由于大多數消費性耳機放大器都是單一供應電源，因此，要達到良好的動態范圍，唯一的方法是以 DC 將音頻偏移到 VDD/2，使信號能擺蕩到接地及 VDD。由于接地接腳連接 VDD/2，因此其中主要的缺點是，只要連接 到Hi-Fi 放大器或以電源驅動的喇叭等接地為真實接地 （亦即 0V） 的外部設備，就會造成接地回路問題，并引發不必要的噪聲或設計問題。

　　圖 1. 含偏移接地套管的輸出單端耳機放大器

　　如圖 1 所示，最傳統的耳機放大器架構是含 DC 阻隔電容的單端放大器。

　　圖 2. 含 DC 阻隔電容的單端耳機放大器

　　從中可看出，耳機驅動的輸出偏移到 VDD/2 （VOUT），而音頻從 VDD 擺蕩到接地。其中需要 DC 阻隔電容，才能將移除此偏壓，讓訊號在接地周圍有效擺蕩，也就是在 –VDD/2 至 +VDD/2 之間擺蕩。此架構的優點是能夠使用標準的耳機接孔，然而，這類方法的主要問題在于低頻率響應。耳機阻抗一般是 16Ω 或 32Ω，而輸出電容及耳機喇叭阻抗兩者會形成高通濾波，其截止頻率為 3dB，如等式 1 所示：

　　（等式 1）

　　截止頻率必須在耳機的音頻頻帶范圍內，此頻帶會因制造商的不同而有所差異，但一般的范圍是 20Hz 至 20kHz 之間。為了不使低音頻頻率衰減，高通濾波的截止頻率至少必須大約是 500Hz 以下。

　　將等式 1 改寫為等式 2，即得出：

　　（等式 2）

　　對于 100Hz 的截止頻率及 16Ω 的耳機喇叭阻抗，電容必須是 110μF。對于需要小體積尺寸的情況而言，這會造成電容值及實體尺寸過大，而且使得成本過高。許多工程人員只能改用 22μF 的較小電容，不過這會影響耳機的低頻率傳真度，而導致低音響應不佳。

　　各種執行都有其優缺點，不過，對于需要較佳音頻并避免潛在接地回路問題或大型 DC 阻隔電容的設計人員而言，一種稱為接地置中或「無電容」的較新架構開始備受矚目。

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　　TPA4411、TPA6130A2 及 TPA6132A2 等由德州儀器提供的接地置中或 DirectPathTM 耳機放大器使用創新的做法來省卻通常使用的 DC 阻隔輸出電容。其做法并非將音頻偏移至裝置內的 VDD/2，而是整合了一顆電荷泵并提供一組負電源軌，進而讓耳機放大器在正電源軌 （VDD） 與負電源電壓 （VSS） 之間擺蕩。這完全不需要任何偏移，因此不再需要輸出的高通濾波。這能夠讓耳機喇叭播放整個音頻頻帶，提供更好的音質。

　　圖 3. 含整合式電荷泵的接地置中 DirectPathTM 耳機放大器

　　圖 4 顯示該高通濾波器的頻率響應如何隨著不同的 DC 阻隔電容產生變化。對于 16Ω 的固定負載阻抗，只要改變輸出 DC 阻隔電容，截止頻率便會隨之變動。結果是當電容值減小，截止頻率就會提高，而且越少音頻低音內容能被傳輸到耳機喇叭。

　　圖 4. 輸出頻率響應比較

　　這種做法看起來很理想，不過，由于整合式電荷泵的低效運作，相較于含偏移接地套管或大型 DC 阻隔電容的傳統耳機放大器，接地置中耳機放大器會耗用較多的電源，而略微縮短系統的電池使用時間。為解決這個問題的創新做法是使用改良的 Class-G技術。

　　Class-G 技術

　　在 AB 類放大器的接地置中架構做法中，放大器總是以最高電源電壓運作，這表示，對于音頻的無噪聲階段而言，整個輸出 FET 的電壓降幅相當大。以鋰離子電池為例，一般的電池電壓范圍是 3.0V 至 4.2V。假設電池供應 3.6V 的電壓，圖 5 的紅色箭頭表示播放輸出音頻時整個輸出 FET 的電壓降幅。

　　圖 5. AB 類接地置中耳機放大器運作

　　假設放大器的靜態電流相較于流向負載的電流來說非常地小，即可推算電池電流與輸出電流呈正比。

　　（等式 3）

　　圖 6 顯示 AB 類接地置中耳機簡易示意圖。隨著音頻的變化，整個輸出 FET 的電壓降幅也會變動。裝置的功率損耗是電壓降幅乘以電池電流 （IBATT） 所得的乘積。

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　　圖 6. AB 類接地置中耳機示意圖

　　G 類放大器一般使用多個電源電壓，以發揮比 AB 類放大器更高的效率。在本例中，TI 最新的 G 類 DirectPath 放大器 （TPA6140A2） 首先將電池電壓降低至較低的電壓值，然后切換至低信號強度的低供應電壓 （1.3V），并且只有在信號強度超出該低電源電壓軌時，才切換至較高的電源電壓 （1.8V）。這些適應性電源電壓軌的升降速度高于音頻，因此可避免失真或削波。此外，由于一般聆聽的音頻低于 200mVRMS，因此電源電壓通常是最低值 （亦即 1.3V），并且提供優于上述 AB 類放大器的效率。在音頻的無噪聲階段期間，整個電源軌的電壓會降低，而且信號相當小。當音頻變得大聲時，放大器會切換至較高的電源軌，然后切換回較低的電源軌，導致整個輸出 FET 的電壓降幅縮小。圖 7 的紅色箭頭表示此電壓降幅。

　　圖 7. G 類接地置中耳機放大器運作

　　其中的技巧是設計將電池電壓降低至較低電壓的放大器，并使用適應性電源軌 （分別有負電源軌） 降低播放音樂時整個輸出 FET 的電壓降幅。其中一種實現這類放大器的方式是，使用電荷泵作為圖 8 所示的步降區塊。某些工程人員偏好這類做法，原因在于步降電荷泵僅需要相對較小的飛馳電容（flying capacitor） （1μF 至 2.2μF），而這也是相對較小的組件

　　圖 8. 含電荷泵步降轉換器的 G 類接地置中耳機簡化示意圖

　　這類解決方案的主要缺陷是電荷泵的效率極差，而且這類解決方案無法令電池使用時間延長。較好的做法是整合 DC/DC 步降轉換器，以有效降低裝置的內部電源電壓，并減少電池電流。

　　圖 9. 含 DC/DC 步降轉換器的 G 類接地置中耳機簡化示意圖

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　　圖 9 顯示 G 類接地置中耳機簡化示意圖。假設放大器的靜態電流遠小于流向負載的電流，即可推估電池電流是輸出電流的分數 （見等式 4）。同樣地，隨著音頻的變化，整個輸出 FET 的電壓降幅也會變動。此裝置的功率損耗是電壓降幅乘以電池電流 （IBATT） 的分數 （VDD/VBATT） 所得的乘積，因此，此裝置將散失較少的功率。

　　（等式 4）

　　使用此解決方案的 G 類 DirectPath 耳機放大器為 TPA6140A2。此解決方案需要將外部電感用于步降轉換器，但是，由于輸出電流相當小，而且降壓轉換器的切換頻率相對較高，因此可使用相當小的芯片電感，也就是 2.2uH 、 800mA 的 0805 尺寸電感。這能夠使解決方案的效率提高，而沒有上述電荷泵方法的電路板空間不足的缺點。

　　AB 類及G 類接地置中架構的電池使用時間比較

　　為證實 G 類 DirectPath 耳機放大器的效率優于傳統 AB 類解決方案，我們在實驗室進行了一項測試。圖 10 是一般接地置中耳機與 TPA6140A2 的比較。其中，兩個放大器都接上充滿電力的鋰離子電池。音頻輸入來自 PC，而輸出驅動各個 32Ω 耳機。兩個放大器持續播放相同的音頻，而且以固定間隔測量電池電壓。

　　下圖的 Y 軸表示電池電壓，X 軸表示時間。綠線表示一般的接地置中耳機放大器，藍線表示 G 類耳機放大器。

　　圖 10. AB 類與 G 類接地置中耳機放大器的比較

　　相較于 AB 類 DirectPath 實作，TPA6140A2 可延長 50 小時或 45% 的電池使用時間。

　　對于耳機放大器效率而言，必須考慮整體的系統功耗。舉例來說，當今耳機的輸出功耗遠低于 MP3 編譯碼器的功耗。在未來，當這類編譯碼器功能提升到下一個制程技術節點時，該功能的功耗將進一步降低，但耳機放大器的輸出功耗需求則不會降低。這表示，耳機放大器的效率將在下一代平臺中扮演更重要的角色。圖 11a 至 11b 闡明了這一點：

　　圖 11a.當今MP3 播放電流耗用量的范例

　　圖 11b.兩年后 MP3 播放電流耗用量的范例

　　圖 11a 顯示 G 類耳機放大器的平均電流耗用量大約是應用處理器的 10%。然而，幾年后，當應用處理器電流降低至大約 10mA 時，G 類耳機放大器的電流耗用量將約為 現在的30%。

　　結論

　　電池使用時間一直是便攜式應用的重要課題。相比含輸出 DC 阻隔電容的傳統 AB 類放大器，接地置中耳機放大器的音頻性能較佳，但是因為需要使用電荷泵而使得效率降低。只有在信號強度需要進行切換時，才會切換兩個以上的電壓電源軌，使得 G 類放大器能夠提升效率，也減少了不必要的功率損耗。TPA6140A2 等 G 類 DirectPath 耳機放大器結合了接地置中耳機放大器及 G 類放大器的優點。這能夠有效降低不必要的放大器功率損耗，最終使得電池使用時間延長。