1. 多路復用采樣信號鏈的濾波器建立時間

在通道間切換時，多路復用輸入信號通常含有較大的階躍。最 差情況下，一個通道處于負滿量程，而下一個通道則處于正滿 量程（見圖4）。這種情況下，當多路復用器切換通道時，輸入 階躍大小將是ADC 的滿量程。

對于這些通道，可以在多路復用器之后使用一個單通道濾波 器，使得設計更簡單，成本更低。如上所述，模擬濾波器必定 會引入建立時間。每次多路復用器在通道間切換時，該單通道 濾波器都必須充電到所選通道的值，因而會限制吞吐速率。為 提高吞吐速率，可以在多路復用器之前為每個通道添加一個濾 波器，但這樣做會提高成本。

2. 通帶平坦度和過渡帶限制與噪聲的關系

遭遇高噪聲的應用，尤其是在接近第一奈奎斯特區邊緣處發生 很高干擾的應用，需要滾降厲害的濾波器。然而，人們已從實際模擬低通濾波器得知：從低頻到高頻，幅 度會滾下來，并有一個過渡帶。增加濾波器級數或階數可以改 善帶內信號的平坦度，并使過渡帶收窄。然而，這些濾波器的 設計很復雜，因為它們對增益匹配非常敏感，以至于無法實現 數階的衰減幅度。此外，在信號鏈中增加任何元件（如電阻或 放大器）都會引入帶內噪聲。

對于某些具體應用，模擬濾波器設計的復雜度和性能需要進行 取舍。例如，在采用AD7606的電力線繼電器保護應用中，對 于50 Hz/60 Hz 基頻輸入信號及其相關前五次諧波，保護通道 的精度要求低于測量通道。保護通道可以使用一個一階RC 濾 波器，而測量通道使用二階RC 濾波器，以便提供更好的帶內 平坦度和更急劇的滾落過渡。

3. 同步采樣的相位延遲和匹配誤差

濾波器設計不僅僅關系到頻率設計，用戶可能還需要考慮模擬 濾波器的時域特性和相位響應。在某些實時應用中，相位延遲 可能非常重要。如果相位隨輸入頻率而變化，那么相位變動將 更糟糕。濾波器的相位變化一般用群延遲來衡量。對于非常數 群延遲，信號會在時間中擴散，導致脈沖響應變得很差。

對于多通道同步采樣應用，例如電機控制或電力線監控中的相 電流測量，還應考慮相位延遲匹配誤差。確保濾波器在多個通 道上引起的額外相位延遲匹配誤差可以忽略不計，或者在工作 溫度范圍的信號鏈誤差預算范圍內。

4.低失真和低噪聲應用的元件選擇挑戰

對于低諧波失真和低噪聲應用，用戶必須為信號鏈設計選擇合 乎要求的元件。模擬電子元件不是完全線性的，會引起諧波失 真。Walsh 的文章中討論了如何選擇低失真放大器和如何計算 放大器噪聲。放大器等有源元件需要低THD + N，同時也要考 慮普通電阻和電容等無源元件的失真和噪聲。

電阻的非線性有兩個來源：電壓系數和功率系數。根據具體應 用，高性能信號鏈可能需要使用由特定技術制造的電阻，如薄 膜或金屬電阻。如果選擇不當，輸入濾波電容可能會造成顯著 失真。如果成本預算允許，聚苯乙烯和NP0/C0G 陶瓷電容是 很好的備選元件，可以改善THD。

除放大器噪聲外，電阻和電容也會有電子噪聲，后者是由處于 均衡態的電導體內部的電荷載子的熱擾動產生的。RC 電路的 熱噪聲有一個簡單的表達式，電阻R 是滿足濾波要求所需要 的，同時R 越高，相應的熱噪聲也越大。RC 電路的噪聲帶寬 為1/(4RC)。

除放大器噪聲外，電阻和電容也會有電子噪聲，后者是由處于 均衡態的電導體內部的電荷載子的熱擾動產生的。RC 電路的 熱噪聲有一個簡單的表達式，電阻R 是滿足濾波要求所需要 的，同時R 越高，相應的熱噪聲也越大。RC 電路的噪聲帶寬 為1/(4RC)。

B (玻爾茲曼常數) = 1.38065 × 10–23m2kgs–2K–1

T 為溫度 (K)

f 為磚墻濾波器近似帶寬

圖6 顯示在EVAL-AD7960FMCZ評估板上，NP0 電容和X7R 電容對THD 性能的影響：(a) 顯示一個10 kHz 正弦波信號音 的頻譜，C76 和C77 為1 nF 0603 NP0 電容，而 (b) 顯示使用 1 nF 0603 X7R 電容時的頻譜。

了解前面的設計考慮之后，便可利用ADI 公司的模擬濾波器向導設計有源模擬濾波器。它會根據應用要求計算電容和電阻值，并選擇合適的放大器。