高頻感應加熱設備，因容性工作狀態時存在開關管硬開通、開關損耗大以及反并聯的二極管有反向恢復等問題，嚴重時會損壞開關管，故逆變主電路通常工作在弱感性狀態，即使輸出電壓的相位略超前于輸出電流的相位。而且，反饋回路的各個芯片，在脈沖到來時都有一定的響應時間，使驅動芯片輸出信號的相位必定滯后于采樣信號的相位，因此必須在反饋回路中進行相位的超前、滯后調節，實現移相功能。

傳統的移相方法是采用如RC或LC的模擬電路進行相位調節。這種移相電路是利用電阻兩端的電壓與輸入電壓同相位，而電容兩端電壓滯后于輸入電壓90°相位，電感兩端電壓超前輸入電壓90°相位的特性，通過選擇不同的RC或LC值實現所需角度的相位超前、滯后調節。但電路中由于存在L、C等元件，其等效阻抗與輸入信號的頻率有關，移相角會隨輸入信號頻率的變化而變化，故其僅適用于輸入信號頻率不變或頻率變化時移相精度要求不高的場合。而純數字電路若要使1 MHz頻率產生如1°左右相移時，必須先把輸入信號頻率通過鎖相倍頻電路把頻率放大360倍，這就要求鎖相環必須既可輸入1 MHz左右的信號也能輸出360 MHz以上的信號，能滿足這種要求的鎖相環芯片即使存在也會由于價格太高不是很實用。

為此，有必要設計一種低成本的實時實用移相電路，使其移相角在頻率變化時基本不變。文中就是基于這種需求，提出了兩種移相精度較高的模數結合移相電路，經實驗在1 MHz高頻感應加熱場合完全適用。

1 模數結合移相電路

圖1是一種由高速比較器、鎖相倍頻電路和J-K觸發器構成的90°～180°連續可調模數結合移相電路。B處的信號是從串聯逆變主電路電流采樣放大后獲得的，若與過零比較器比較，則輸出占空比為0．5的方波信號。通過調節A處電平與B處0電平以上的正弦波上升沿脈沖比較，使C處輸出方波上升沿滯后一個相角度，構成一個0°～90°連續可調的移相電路。若所需移相角小于90°，則無需后級的鎖相倍頻和J-K觸發器構成的90°移相電路。74HC4046是由壓控振蕩器（VCO），相位比較器（PC1、PC2、PC3）的和外圍的環路濾波器（LF）組成的鎖相環，3腳和4腳輸出信號占空比始終為0．5，與輸入信號的占空比無關。圖中R1、C1決定VCO的頻率范圍，電阻R2決定VCO的中心頻率，如果R1、R2、C1選擇合理，將簡化外圍LF的設計。為了減輕LF的負擔，10腳解調器輸出接高阻至地。LM319輸出的占空比不超過0．5的數字信號經鎖相環內部的自偏放大器，上升沿觸發的頻率和相位觀測器PC2，R3、R4、C2構成的低通濾波器以及內部的VCO實現鎖相，輸出送給下降沿觸發的可做分頻器的74HC4040進行2分頻，使74HC4040的9腳輸出信號頻率是10腳（也即鎖相環4腳）輸入信號頻率的一半。由于鎖相環3腳的信號來自74HC4040的9腳輸出，分頻器10腳的信號來自鎖相環的4腳輸出，因此，鎖相環4腳輸出頻率是其14腳輸入信號頻率的2倍，實現鎖相倍頻功能。當鎖相環3腳信號與14腳輸入信號的頻率和上升沿相位不一致時，內部電路會進行自動動態補償調節，實現兩者頻率和相位的完全一致。然后，將鎖相環4腳輸出信號送入上升沿觸發的J-K觸發器74HC109，在時，時鐘脈沖上升沿到來時狀態翻轉，下降沿到來時狀態不變，而鎖相倍頻后D處信號的上升沿較鎖相環14腳輸入信號的上升和下降沿均滯后90°，實現90°移相的目的。上述分析的原理圖中各點的理想工作波形如圖2所示。

若要實現180°～360°的移相，只需在整個移相電路后接一個反相器。若要實現90°～135°連續可調移相，只需將圖1中74HC4040接9腳的2分頻改成接7腳的4分頻，在輸出端F的后面再接一級上升沿觸發的2分頻電路。若要實現90°～90°以上更小范圍內的移相，只需將圖1中74HC4046換成NE564或其他更高頻率的鎖相芯片，74HC4040的9腳改接成相應的分頻引腳，并在上述電路的輸出端F的后再接級上升沿觸發的分頻電路即可，這里不再一一贅述。

2 模數結合移相電路

圖3所示電路是一種輸入信號占空比為0．5的移相效果較好的移相角在0°～180°范圍內連續可調的模數結合移相電路。前級的74HC14作反相器用，起緩沖保護并起到使移相電路輸入、輸出同相的目的，由于高速反相器74HC14電平轉換有一定的響應時間，故其B處電平轉換時刻略滯后于A處的電平轉換時刻。中間的RC環節是將B處的數字信號轉化成模擬信號。當B處的數字信號高電平到來時，B處的信號通過電阻R1對電容C1充電，直到B處高電平的末端；當B處的數字信號低電平到來時，電容C1通過電阻R1放電，直到B處低電平的末端。由于74HC14在5 V供電時閥值電壓VT+=3．2 V、VT-=1．8 V，故后級74HC14做施密特觸發器時，C處信號上升沿電平大于3．2 V時D處輸出低電平，C處信號下降沿電平小于1．8 V時D處輸出高電平，即在C處信號電平到達74HC14閥值電壓時D處信號電平發生改變。改變電阻R1的值時電容C1充放電速度發生變化，其波形與反相器U1B閾值電壓的交點也發生變化，整個移相電路的移相角（A處方波上升沿與D處方波上升沿的相位差）隨之發生變化。實際中，由于高速反相器74HC14脈沖到來時有微小的響應時間，故移相角不可能為0°。若要實現180°～360°范圍內的移相，由于高頻感應加熱電源一般都有頻率跟蹤環節，故只需在頻率跟蹤電路的輸出端后面加一級反相器即可。若要實現移相角在0°～180°內任意更小角度如0°～120°、0°～60°等的連續調節，可通過使輸入信號的占空比與上述移相角對應來實現。圖3中各點的理想工作波形如圖4所示。

3 實驗結果

模數結合移相電路（一）實驗波形如圖5所示，圖中占空比較小的為鎖相環14腳輸入波形，占空比較大的為其移相后的波形，由圖可知，此移相電路有較好的移相效果。實際中，由于鎖相環、74HC4040以及74HC109在脈沖到來時狀態改變需有一定的響應時間，故鎖相環3腳信號相位肯定了略滯后于14腳的相位，有一個微小的相移，此移相角在1MHz左右高頻時引起的相移遠小于電路使工作在感性狀態所需的相移，故在1 MHz及以下高頻場合可完全忽略。

模數結合移相電路（二）C、D點實驗波形和A、D點實驗波形分別如圖6、圖7所示，與理論分析一致。實驗還發現，當A處數字輸入信號的頻率變化時，移相電路本身引起的延遲誤差恒為50 ns，不隨輸入信號頻率的變化；而且輸出是與輸入信號占空比一致的信號，移相角的最大值是與輸入信號占空比一一對應的，不隨C值確定后R參數的變化而變化。

4 結論

從實驗效果看，上述提出的兩種模數結合移相電路，在1 MHz光伏電池片組件高頻感應加熱場合可根據需要連續可調移相角，移相效果好。模數移相電路（一）移相角幾乎不隨輸入信號頻率的變化而變化，只與鎖相倍頻電路的倍頻次數有關，而且輸出信號的占空比恒為0．5，與輸入信號無關。模數移相電路（二）在要求移相角大于50 ns對應相角度的高頻感應加熱控制電路中有很好的移相效果。上述電路稍作修改，即可在頻率小于1 MHz的高頻場合實現任意需要角度范圍內的連續可調移相，具有很好的實用價值。