氮化鎵技術的不斷進步促使設備在更高的功率、電源電壓和頻率下工作。

圖1、QPD1013 晶體管的照片

如圖1所示，Qorvo的QPD1013晶體管采用0.50 μm GaN-on-SiC技術。它采用具有成本效益的6.6x7.2 mm DFN（雙邊扁平無引腳）封裝，與傳統的金屬陶瓷封裝相比，可以實現更簡單的PCB組裝。

盡管Qorvo的GaN晶體管效率非常高，但考慮到高RF功率電平意味著即使是高效的PA，晶體管也將具有顯著功耗。由于晶體管是SMT組件，因此需要仔細設計PCB以優化熱性能。已經對兩種方法進行了評估，并報告了兩者的結果。

第一種方法在晶體管的接地焊盤下使用覆銅孔陣列，第二種方法使用銅幣技術。銅幣是在制造期間嵌入到PCB中的一塊實心銅（通常稱為金屬塊），以允許從晶體管到安裝了PCB的載體的有效熱傳遞。許多PCB制造商都具有覆銅孔技術經驗，但射頻頻率下的銅幣技術還未成熟。

晶體管測量

該設計使用以20mil厚度的Rogers RO4350組裝的樣品晶體管的大信號和小信號測量值。晶體管靜態偏置為65V，240mA。

圖2、晶體管MAG與頻率3個晶體管

圖2 顯示了三個不同晶體管隨頻率變化的最大可用增益（MAG），這清楚地表明非常好的單元間一致性。雖然QPD1013表現出的增益超過6GHz，但出于實用性考慮，它最適合在最高約3.5GHz下工作。

最大增益（3 臺設備）最大增益（dB） 頻率（GHz）

負載牽引測量值顯示，當以10%的占空比和100 μs脈沖寬度工作時，晶體管可提供超過52dBm 160 W） 的RF輸出功率，效率約為70%。此負載牽引數據被用作PA大信號設計的基礎。

功率放大器設計

PA設計的起點是使晶體管在整個工作頻段內無條件保持穩定。必須首先確保帶內的穩定性，這通過在RF輸入端納入RC穩定網絡來實現。串聯電阻消耗的功率對于傳統SMT組件來說過高，所以使用了來自IMS的高功率氮化鋁電阻。放大器需要在-40°C以下的所有頻率中無條件保持穩定，以使放大器在較廣的溫度范圍內工作。通過在偏置饋電點添加適當的RC去耦（可在設計過程中稍后添加），可以大大提高低頻段穩定性。

由Qorvo提供的初始負載牽引數據用于確定1.2GHz至1.8GHz之間輸出功率和漏極效率的最佳負載阻抗。QPD1013在某些負載條件下可提供高達200W的功率，但還需要仔細考慮工作效率，以確保晶體管的工作溫度可以接受。選擇導致最高漏極效率的負載阻抗作為由輸出匹配網絡呈現的目標阻抗。相應的RF輸出功率電平仍然很高，并且更高的效率確保了可接受的熱性能。

輸出匹配網絡利用帶通拓撲來滿足目標負載阻抗。高工作電壓和高RF功率電平對粗心的設計師構成潛在陷阱。保持RF軌道足夠寬以避免由于非常高的RF功率電平引起的溫度過高和潛在破壞，這非常重要。必須仔細選擇匹配電容以具有足夠的擊穿電壓，從而承受具有足量Q的直流加RF電壓擺幅，以避免過多的功耗和效率降低。

使用Keysight Momentum對輸出匹配網絡的金屬件進行平面EM仿真，并結合O805 SMT組件的嵌入式高頻模型模擬多端口S參數塊。圖3 顯示了輸出匹配網絡電路的混合EM/原理圖。

圖3、EM 模擬輸出匹配

圖4、目標（虛線）到模擬（實線）負載阻抗，10 Ω圖

模擬負載阻抗針對圖4中標準化為10 Ω的史密斯圓圖上的目標進行繪制。在提供的負載牽引輪廓（未示出）上覆蓋模擬負載曲線，表明將滿足目標功率和效率值。

S（3，3） QPD1013_Opt_Zload_v1..S（1，1）

頻率（1.200GHz 至1.9000GHz）

輸出網絡的模擬插入損耗如圖5 所示。

圖5、輸出網絡的模擬插入損耗

輸出匹配網絡損耗來自PCB介質中的傳輸線損耗和SMT組件損耗。在這些輸出功率電平下，即使是零點幾dB的損耗也將達到幾瓦特的耗散功率，這顯著降低了總體PA效率。

圖6、EM模擬輸入匹配

輸入匹配網絡采用低通架構。IMS氮化鋁電阻用于柵極穩定性網絡。這些可以消耗幾瓦的功率，這使得PA能夠承受在P-3dB壓縮下操作PA所需的10至20W的高輸入驅動電平。圖6顯示了輸入匹配網絡，其模擬方式與輸出匹配網絡相同。

可以看出，輸入和輸出匹配網絡的布局都包括感應回路和焊盤，以便在制造后調整PA性能。最后，這些都是不需要的，而唯一的制造后修改是對電容值的小改動。

PA的模擬小信號性能如圖7所示。說明了寬帶寬和平坦增益與頻率響應。

圖7、模擬的小信號性能

熱考量

氮化鎵比LDMOS或GaAs具有更高的功率密度。這樣的結果是耗散功率需要從封裝中有效去除，以便保持足夠低的結溫，并確保較長的晶體管壽命。

封裝的主要傳熱機制是通過芯片貼裝板進入PCB。PCB的精心設計對于確保向環境的良好熱傳遞至關重要，因此將晶體管溫度保持在適當的低水平。在工作中評估了兩種實際方法，一種方法使用覆銅孔陣列（如圖8右側所示）， 另一種方法使用裝配到PCB中的銅幣（如圖8左側所示）。在這兩種情況下，PCB都安裝在了鋁載體上。

圖8、銅幣（左）和覆銅孔（右）

實現與測量的性能

圖9顯示了一個完全組裝的功率放大器的照片。鋁載體前面的孔允許將熱電偶直接放置在QPD1013晶體管的正下方。

圖9、制造的PA的照片

使用覆銅孔和銅幣技術制造PA。在這兩種情況下測量的RF性能非常相似;但與覆銅孔PCB相比，在使用工作溫度低于10°C的晶體管時，銅幣提供了更高的熱性能。除非另有說明，否則下面給出的結果屬于PCB覆銅孔版。

小信號測量

圖10、在25℃下測量的5個PA的S參數

圖10 繪出了25°C（晶體管基礎溫度）下5個PA的小信號S參數。特別值得注意的是，整個工作頻段的增益平坦度和模擬與測量之間的良好一致性。所有四張圖顯示了測量的PCB范圍內的一致性。

圖11、一個PA隨溫度變化測量的S參數

圖11繪出了一個PA隨溫度變化的小信號性能。相對于25°C下的測量值，測量的S21在-40°C時約為1 dB，在85°C時約為0.5dB。

圖12、覆銅孔PCB與銅幣PCB的S參數比較

圖12顯示了使用覆銅孔和使用銅幣PCB技術的PA小信號性能的比較?？梢钥闯?，RF性能非常相似，而且在大信號性能中也觀察到了這點。

大信號測量

測量了多個PA隨溫度變化的功率傳遞特點。單元間的性能非常相似，采用覆銅孔PCB 獲得的性能與使用銅幣技術的PA獲得的性能相似。

圖13、在P-3dB下，測量的不同溫度的RF輸出

圖13繪出了一個PA在三個不同溫度下的典型性能，從中可以看出，頻段高端的最小輸出為100 W，頻段低端的最小輸出為160W。

圖14、在P-3dB下，測量的不同溫度的效率

圖14 顯示PA輸出的典型效率為55%，其中包括輸出匹配網絡和連接器損耗。雖然PA的效率令人印象深刻，但耗散功率仍可以超過100W，突顯出需要有效的熱解決方案。

圖15、雙音互調產品

此外，還測量了PA的雙音互調性能。圖15 繪出了典型放大器與輸出功率的三階和五階產品的電平。對于10W （40 dBm） 的總RF輸出功率，輸出IP3約為+60 dBm。

表1、測量的性能總結

結論

本文介紹了使用市售SMT晶體管（Qorvo的QPD1013）的GaN PA的設計與實現。該放大器覆蓋1.2至1.8 GHz的頻段，并提供約160W的RF輸出功率，效率約為60%。放大器與頻率的關鍵性能數據列于表1。

與所有功率晶體管一樣，謹慎的熱設計是可靠運行的關鍵。使用兩種不同的PCB方法（覆銅孔陣列和嵌入式銅幣）制造并評估了PA的不同版本，以確保良好的熱性能。這兩種情況下的RF性能非常相似。使用銅幣PCB導致通道溫度降低10°C。

雖然銅幣PCB實現的熱阻抗改進很有吸引力，但必須高度注意以確保PCB的表面保持平坦，并在銅幣和DFN的接地焊盤之間形成良好的接觸。任何氣隙或焊縫都可能會削減銅幣方法的內在優勢。