軌到軌放大器是一種特殊類型的放大器，其共模電壓范圍可以從正電源電壓到負電源電壓。軌到軌放大器應用范圍廣泛，尤其在電源電壓日益降低的情況下。通常信號幅度會隨著電源電壓的降低而減小，在這種情況下，噪聲對電路的影響會明顯增大，信噪比則明顯減小。使用軌到軌放大器，可獲得最大的信號擺幅，使噪聲對電路性能的影響降低。

實現軌到軌的方法之一是使用耗盡型器件。由于采用了離子注入技術，耗盡型器件的閾值電壓可以是負值，盡管這種技術使得軌到軌輸入級的電源電壓可降低至1 V，但由于標準CMOS技術不支持耗盡型晶體管，因此這種方法在CMOS工藝中基本不被采用。

放大器的輸出端易實現軌到軌，只需將兩個輸出晶體管的漏極相連，輸出加容性負載，即可實現輸出的軌到軌。但在輸入端實現軌到軌則較復雜。原則上只能是折疊式共源共柵結構才能使輸入端包含電源電壓的軌。這種技術是實現所有軌到軌輸入放大器的基礎。

文中探討了一種兩級恒跨導的軌到軌CMOS運算放大器，由軌到軌恒定跨導輸入級、求和電路及AB類輸出級構成。為減小芯片面積、噪聲和失調，將AB類輸出級控制部分嵌入到折疊共源共柵求和電路中。與其他輸入輸出軌到軌運算放大器相比，由于其電路結構簡單、緊湊、芯片面積小、性能高，所以可廣泛應用于VLSI的設計中。采用CSMC 0.18μm工藝模型進行仿真并流片驗證。

1 理論分析

1.1 輸入級

共模輸入范圍超過或至少包含兩個電源電壓軌需要輸入級是NMOS和PMOS差分對并聯。圖1給出了一個這樣的輸入級，這級電路有兩個不希望產生的特性。

（1）若輸入對中的一對關掉了，輸入電壓失調會發生變化，這發生在狹窄的共模輸入電壓范圍內。對這些接近軌的關斷區域中，式（1）可用于近似共模抑止比（CMRR）

其中，Vic是共模輸入輸入電壓;Vos是放大器的失調。對文獻所報告的軌到軌輸入電路，式（1）給出了較低的共模抑止比（30～40 dB）。

（2）這級電路的跨導不恒定，不利于最優的頻率補償，且影響諧波總失真（THD）性能。文獻中給出的電路，如圖2所示。解決了第2個問題，但若應用于CMOS電路，仍會有較差的CMRR特性，因電流在窄的共模輸入信號范圍內從一對切換到另一對。

這一問題在圖3所示的輸入級中得到了解決。電阻R和M5所拉出來的電流基本正比于共模輸入電壓，因此將電流Ip在兩對輸人對中進行分配。當共模輸入電壓變化時，一對的尾電流逐漸增加，另一對的尾電流逐漸減小。結果，失調電壓漸進地變化，這樣就提高了CMRR。在一個5 V設計中與原有的解決方案相比，通常CMRR可有20 dR的增加。來自負電源的電源抑止比（PSRR-）不會降低，因此M4-R-M5的通道只影響信號的共模部分。

無論兩對輸入對是工作在弱或中度反型區，均可獲得近似恒定的跨導，因電流鏡M3和M4使得尾電流的和保持恒定。M5在較低的輸入共模信號下，有助于保持尾電流的和是個常數。其作用類似于電平位移器只有當M3飽和時才會迫使電流流入M4。

工作在弱反型區時n通道和p通道的斜率系數之間的差異會影響跨導的和。這種影響可以通過選擇合理的電流鏡的比例來抵消。設計的運算放大器電路的輸入級采用了圖3所示的結構。

1.2 電流求和電路

軌到軌運算放大器另一個重要模塊是電流求和電路。實現電流求和電路的傳統方法如圖4所示，此方法會導致零極點位置及低頻增益的劇烈變化，不利于頻率補償。

如圖4所示，M1a和M1b的偏置電流IB除了要為NMOS輸入差分對提供電流IN外，還需提供偏置電流IF。因輸入級NMOS差分對的電流隨著共模電壓VCM的變化而變化，其值可從0變化到2IN以上，其中IN為NMOS差分對在共模電壓中間時的值。所以，晶體管M1a和M1b的偏置電流要能為NMOS差分對提供這樣的電流增量還要為電流求和電路提供最小的靜態電流。

另一方面，當共模輸入電壓為中間值或負電源電壓時，M1a和M1b中額外部分的偏置電流將流過晶體管M2a和M2b，因此改變了這些晶體管的靜態偏置電流，從而改變了其的跨導和輸出阻抗。這些變化將導致運算放大器零極點位置以及低頻增益的變化。為了優化運算放大器的低頻增益、頻率補償、功耗及諧波失真，穩定這些晶體管的靜態電流很重要。

文中采用了浮柵電壓源來穩定求和電路中的靜態電流，即在晶體管M2b和M3b的漏極之間插入浮柵電壓源M5b和M6b，具體實現在圖5運算放大器主體電路中給出。

直流電流流過M5b和M6b，但沒有交流電流從中通過，其屏蔽了交流行為，對來自第一級的電流表現為一個無窮大的交流阻抗。

1.3 輸出級

在運算放大器輸出級的設計中，為了提高效率，輸出級必須要有大的擺幅和盡可能小的靜態電流。共源極AB類輸出級就具有這樣的特點。

AB類輸出級在沒有輸出電流時，輸出晶體管被偏置在一個相對較小的靜態電流下，有效地減小了交越失真，同時也可保證最大動態輸出電流遠大于靜態電流，從而提高輸出級的效率。AB類輸出級的關鍵在于保持兩個輸出晶體管柵極間電壓的恒定。如圖6所示，在此的AB類控制采用兩個浮柵MNC和MPC，相對于使用電阻，可有效減小芯片面積。AB類浮柵控制形成兩個跨導線性環MPA、MPB、MPC和MPO以及MNA、MNB、MNC和MNO，確定了兩輸出管的靜態電流，固定了兩輸出管MPO和MNO柵源之間的電壓。

AB類輸出級的具體原理如下：Iin1和Iin2為兩個同相位的交流小信號電流源，設Ib1=Ib2=Ib3=Ib4=I;Iin1=0，Iin2=0。MPA、MPB和MPC構成了MPO的偏置電路，MNA、MNB和MNC構成了MNO的偏置電路，分別決定了MPO和MNO的靜態偏置電流。設

因A、B間可視為一個浮動電壓源，交流小信號下可視為短路，即VA=VB。于是有如下兩種情況：

（1）當Iin1=Iin2》0時（流入節點A和B），節點A和B電壓將升高，最終MPO截止、MNO導通，VA=Vb=VDD。

（2）當Iin1=Iin2《0時，MPO導通、MNO截止，VA=VB=0，從而實現軌到軌的大動態輸出。

采用這種結構，當一個輸出管的電流較大時，另一個輸出管的電流能保持一個最小值Imin。該Imin可防止MOS管進入截止狀態。只要MOS管不進入截止狀態，

就不會產生開關延遲和交越失真。

傳統的米勒補償要求在輸出管的柵漏兩端分別接入兩個補償電容。由于電容的前饋通路，米勒補償引入了一個相平面右側的零點，該零點減小了相位裕度，限制了單位增益帶寬。

本文通過共源共柵補償來消除這個零點，用較小的補償電容就實現了頻率補償，獲得了較高的單位增益帶寬。

2 仿真分析

圖7是輸入級的總跨導gmtot隨共模輸入電壓變化的仿真結果。橫軸是輸入共模電壓，縱軸是輸入級的總跨導，單位S。

在本文的設計中，共模輸入電壓從地變化到電源電壓，輸入gm的變化僅為5.5%。

圖8是運算放大器在電源電壓為3.3 V，共模輸入電壓為1.65 V，負載電阻為10 kΩ，負載電容為10 pF，補償電容為1.8 pF時的開環頻率特性。仿真結果表明低頻增益約為107 dB，相位裕度約為61°，單位增益帶寬約為4.5 MHz。

3 實驗測試與分析

電路在CSMC0.18μm 1P6M工藝平臺上進行了流片，芯片面積為0.067 km2。芯片照片如圖9所示。

為測試電路的瞬態特性如輸入輸出軌到軌的特性，翻轉速率（SR）和穩定時間（ST），將放大器接成單位增益緩沖器的形式進行測試。

圖10是輸入為0到電源電壓3.3 V的斜波信號，輸出跟隨輸入變化，也可從0～3.3 V。其中上面的波形是輸入信號，下面的波形是輸出信號。縱坐標是1 V/格，橫坐標是2 ms/格。

圖11是SR的測試結果，為了測試上升沿的SR+而將波形進行放大，其中陡峭的信號是輸入信號，緩慢的信號是輸出信號。

圖12是ST的測試結果，為測試上升沿的ST+而將波形進行了放大，其中陡峭的信號是輸入信號，緩慢的信號是輸出信號。

表1是該運算放大器典型性能的總結。其中SR+是上升沿的SR，SR-是下降沿的SR;ST+是上升沿的ST，ST-是下降沿的ST。

4 結束語

探討了一種輸入輸出軌到軌運算放大器的設計。該運算放大器的輸入級總跨導在整個共模范圍內變化僅為5.5%。運算放大器采用AB類推挽輸出結構，并且將其與求和電路有機結合。整個運算放大器采用共柵米勒補償，從而得到較大的帶寬。芯片在華潤上華0.18μm工藝平臺上進行了流片。對芯片的性能進行了測試，測試結果和設計目標一致。此種運算放大器不僅可廣泛應用于模擬集成電路和數模混合電路中，也可用于其他VLSI的設計中。