盡管當(dāng)前趨勢(shì)全部集中一個(gè)方向——設(shè)計(jì)者需要使用A/D轉(zhuǎn)換器時(shí)通常選定一個(gè)集成的A/D轉(zhuǎn)換器（ADC）。大多數(shù)工程師并沒有意識(shí)到還有降低ADC性價(jià)比的其它替代方案。而模擬比較器、D/A轉(zhuǎn)換器（DAC）和信號(hào)處理一起恰好就是構(gòu)成逐次逼近ADC的核心電路。

在某些特定領(lǐng)域，分立比較器/DAC的使用非常普遍。自動(dòng)測(cè)試設(shè)備、核脈沖反應(yīng)堆高度監(jiān)測(cè)器以及自動(dòng)化時(shí)域反射計(jì)等，通常都采用這種技術(shù)，DAC用于驅(qū)動(dòng)比較器的一個(gè)輸入，另一個(gè)輸入由被監(jiān)測(cè)信號(hào)驅(qū)動(dòng)。接下來是通用測(cè)試問題以及特定方法的選擇，事實(shí)上，此時(shí)采用比較器/DAC組合比采用現(xiàn)成的ADC更受歡迎。

瞬態(tài)電壓分析

捕獲快速幅度變化事件（瞬態(tài)）的“強(qiáng)力”技術(shù)就是采用處理器支持的高速ADC和RAM對(duì)其進(jìn)行簡單量化（圖1）。單觸發(fā)事件可能必須采用這種方法，因?yàn)樾枰@取瞬態(tài)細(xì)節(jié)。然而，如果瞬態(tài)是重復(fù)性的，則可采用DAC/比較器的方法測(cè)量它們的峰值幅度及其它特性（圖2）。

比較器的一個(gè)輸入引腳由DAC設(shè)置判定電平，瞬態(tài)信號(hào)施加到另一個(gè)輸入。通過調(diào)整DAC輸出可確定峰值瞬態(tài)幅度。超越門限時(shí)，采用數(shù)字鎖存捕獲比較器的輸出響應(yīng)。僅需要比較器輸入支持瞬態(tài)帶寬，任意長的DAC輸出建立時(shí)間并不會(huì)影響測(cè)量精度。這樣，在模擬域可用低成本DAC和比較器代替昂貴的ADC。

圖1 采用“強(qiáng)力” 法進(jìn)行瞬態(tài)分析，ADC電路耗電大且價(jià)格昂貴

圖2 如果圖1應(yīng)用可接受對(duì)幅度進(jìn)行重復(fù)測(cè)量，用DAC/比較器組合替代ADC可省電并降低成本。

需注意的是，在監(jiān)視模擬電壓時(shí)必須考慮容限。許多自診斷設(shè)備監(jiān)視系統(tǒng)電壓、溫度以及其它模擬量，容限值在軟件中設(shè)置。然而，如果這種比較由比較器實(shí)現(xiàn)，設(shè)置值由DAC提供，這樣可減輕處理器負(fù)荷，因?yàn)橹恍枰x取一位來表示超限狀態(tài)。

這種技術(shù)（模擬域比較）與ADC技術(shù)（數(shù)字域比較）具有相同精度，對(duì)于一個(gè)設(shè)置點(diǎn)時(shí)，可通過簡單比較實(shí)現(xiàn)，為什么還要對(duì)整個(gè)值進(jìn)行量化？必須提及的一種情況是：如果與幾個(gè)設(shè)置點(diǎn)進(jìn)行比較時(shí)，例如報(bào)警上限/下限和關(guān)斷的下限/上限電平，可選擇ADC，否則需要4路DAC和4個(gè)比較器。

由DAC構(gòu)建簡單的ADC

便攜式儀器受成本和尺寸限制，有些情況下可以利用DAC實(shí)現(xiàn)A/D轉(zhuǎn)換功能。例如，蜂窩電話和醫(yī)療電子通常采用DAC調(diào)整LCD對(duì)比度電壓（圖3）。有時(shí)可通過簡單添加一個(gè)比較器和開關(guān)，監(jiān)視溫度或電池電壓（如上所述）。那么現(xiàn)有DAC可執(zhí)行兩種任務(wù)，在DAC執(zhí)行模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換時(shí)關(guān)閉顯示器。作為另一種替代方案，由模擬開關(guān)和電容構(gòu)成的簡單采樣/保持電路（圖4）可在A/D轉(zhuǎn)換期間維持LCD的對(duì)比度電壓。

圖3 該電路常見于便攜儀器

圖4 對(duì)圖3增加兩個(gè)比較器，由DAC實(shí)現(xiàn)ADC功能，節(jié)省成本。

另外一種方法就是用一個(gè)低成本雙路DAC替代現(xiàn)有單路DAC。雙路DAC中的一路用于產(chǎn)生LCD對(duì)比度電壓，另一路用于構(gòu)成ADC。無論單路還是雙路，都需要DAC和比較器支持快速、驅(qū)動(dòng)DAC的簡單程序，以及對(duì)比較器采樣來實(shí)現(xiàn)逐次逼近。

設(shè)計(jì)考慮

DAC和比較器的結(jié)合非常簡單。信號(hào)作用到比較器的同相輸入端，DAC提供的數(shù)字可編程門限作用到反相輸入端。只要信號(hào)比門限值大，比較器就會(huì)產(chǎn)生邏輯高電平輸出。但在使用時(shí)必須注意幾個(gè)方面：

為確保精確的門限電平，考慮到比較器的輸入偏置電流以及比例網(wǎng)絡(luò)，DAC的直流輸出阻抗應(yīng)很小。在超低功耗電路中更應(yīng)注意，DAC的輸出阻抗可能高達(dá)10kΩ。

DAC的另一個(gè)要求是低交流輸出阻抗。否則，比較器輸出的高速數(shù)字信號(hào)的壓擺率經(jīng)過布線寄生電容耦合，將產(chǎn)生輸入瞬態(tài)變化，導(dǎo)致自激并降低精度。如果允許犧牲一定的建立時(shí)間，可在比較器輸入端增加一個(gè)旁路電容來降低DAC的交流輸出阻抗。DAC輸出放大器的大電容負(fù)載可導(dǎo)致不穩(wěn)定或振蕩，但這個(gè)問題可在DAC輸出串聯(lián)一個(gè)電阻加以修正。

比較器的主要問題是滯回。大多數(shù)比較器電路帶有滯回，以防止噪聲和振蕩，但使用滯回時(shí)必須謹(jǐn)慎——它會(huì)造成門限值隨輸出而改變。如果系統(tǒng)可對(duì)受輸出狀態(tài)影響的滯回進(jìn)行補(bǔ)償，可以接受這種配置；否則，應(yīng)當(dāng)避免滯回。

如果采用的比較器具有內(nèi)部滯回并且不能禁止，可確保DAC輸出總是在相同方向逼近比較器門限，這樣可消除負(fù)面影響。通過在每位測(cè)試完成后將DAC設(shè)置為零，便于達(dá)到這一目的；例如，在本文最后列出的偽代碼后增加一行。

另一選擇是，通過增加一個(gè)小電容反饋也可消除滯回，這會(huì)加速比較器在線性工作區(qū)的轉(zhuǎn)換。或者，增加一個(gè)輸出觸發(fā)器或鎖存器，在給定時(shí)刻捕獲比較器輸出狀態(tài)。

當(dāng)前比較器都能夠很好地處理擺率受限的輸入信號(hào)。例如，Maxim公司的MAX913和MAX912在這方面尤其有效，因?yàn)樗鼈冊(cè)诰€性工作區(qū)能夠確保穩(wěn)定。圖5列舉了MAX913在高速、12位應(yīng)用中的性能。圖6電路（超低功耗8位轉(zhuǎn)換器）在不使用時(shí)可將其關(guān)閉以節(jié)省能量。

圖5 由于比較器在其線性工作區(qū)保持穩(wěn)定，該高速、12位幅度采集器可處理低速輸入電壓。

圖6 該低電壓、8位數(shù)據(jù)采集器替代ADC具有幾個(gè)優(yōu)勢(shì)：低成本、低功耗、以及采樣間隔期間關(guān)斷功能。

DAC/比較器組合IC

Maxim提供3款單芯片器件可大大簡化設(shè)計(jì)，這些芯片組合了比較器和DAC。每款器件都非常適合本文應(yīng)用及其它多種應(yīng)用。

例如，MAX516是一款4通道器件，具有亞微秒速度，非常適合多種中等速度、多通道應(yīng)用（圖7a）。

MAX910是單通道、高速、TTL輸出DAC/比較器，具有8ns傳輸延遲（圖7b）。類似器件（MAX911）具有更高速度——ECL互補(bǔ)輸出、4ns傳輸延遲。

圖7 Maxim 8位DAC/比較器IC包括4通道MAX516（a）、高速、TTL兼容MAX910（b）、以及ECL兼容MAX911（未列出）

逐次逼近

逐次逼近采用天平和一系列用于確定物體重量的二進(jìn)制權(quán)重（權(quán)重相對(duì)值為1、2、4、8、16等）的方式很容易說明。確定一個(gè)未知重量的最快方法（逐次逼近），首先，將未知重量與最大權(quán)重進(jìn)行比較。根據(jù)天平指示，要么移除該重量，要么增加下一個(gè)最大重量，按這種方式一直到最小的權(quán)重。物體的重量就是天平盤上剩余權(quán)重的總和。

在逐次逼近ADC中，內(nèi)部DAC的位模擬系列二進(jìn)制重量，比較器輸出模擬天平指示。驅(qū)動(dòng)權(quán)位處理的邏輯保存在封裝好的ADC的逐次逼近寄存器（SAR）或者控制DAC/比較器電路的處理器軟件子程序，該子程序可由不到20行的代碼來實(shí)現(xiàn)（表1）。

應(yīng)用

本章節(jié)列舉了DAC/比較器架構(gòu)和集成ADC相比所具備的優(yōu)勢(shì)。所討論的應(yīng)用電路既常見又簡單，也存在一些共性問題。

首先，考慮采用低成本方法實(shí)現(xiàn)電力線電壓跌落、浪涌以及瞬態(tài)檢測(cè)和故障記錄。理想的設(shè)計(jì)是采用墻上設(shè)備監(jiān)測(cè)電力線異常，并將每次異常發(fā)生的時(shí)間記錄到RAM中（電壓跌落和浪涌的持續(xù)時(shí)間可以從幾毫秒到幾小時(shí)；瞬態(tài)可能短至10微秒）。監(jiān)視器必須記錄電力線完全失效的持續(xù)時(shí)間，因此，監(jiān)視器應(yīng)當(dāng)由電池供電。

傳統(tǒng)解決方案是采用控制器和ADC。由于轉(zhuǎn)換器連續(xù)對(duì)電力線電壓采樣，控制器需將每次采樣值與軟件中用戶設(shè)定的限制進(jìn)行比較，并將任何超出規(guī)定的狀態(tài)記錄到RAM。由于系統(tǒng)必須能夠追蹤到短至10μs的瞬態(tài)情況，ADC采樣間隔必須相當(dāng)短——保守估算時(shí)間可以長達(dá)2.5μs。因此，控制器必須以1/2.5μs = 400ksps的速率進(jìn)行采樣處理。

如果軟件比較具有高效編碼并且ADC無需處理器干預(yù)，系統(tǒng)每次采樣可執(zhí)行少于10條指令，這就要求處理器具有4MIPS的能力。這種執(zhí)行能力并不適合采用電池供電（圖1）。需要考慮用模擬方法對(duì)輸入瞬態(tài)偏離進(jìn)行響應(yīng)，用以替代連續(xù)跟蹤方案。

在這種情況下，DAC/比較器替代方案提供了幾個(gè)明顯優(yōu)勢(shì)。需要4個(gè)DAC和4個(gè)比較器（或一片MAX516），后面連接一個(gè)4路設(shè)置/復(fù)位觸發(fā)器。一組DAC/比較器/FF監(jiān)測(cè)高瞬態(tài)電壓，一組監(jiān)測(cè)低瞬態(tài)電壓，一組用于監(jiān)測(cè)電網(wǎng)跌落，一組用于監(jiān)測(cè)浪涌（圖2）。瞬態(tài)電壓直接耦合到比較器，連接到電壓跌落和浪涌監(jiān)測(cè)比較器的輸入首先要進(jìn)行整流和濾波，以獲得電網(wǎng)電壓的平均值。可在軟件中調(diào)整到合適的rms。

系統(tǒng)每T秒進(jìn)行采樣并對(duì)觸發(fā)器復(fù)位，此處T為瞬態(tài)記錄時(shí)間分辨率（也許為60s）。高、低瞬態(tài)電平DAC用于設(shè)置所要求的門限。電壓跌落和浪涌DAC在每T秒間隔后進(jìn)行調(diào)整，采用逐次逼近技術(shù)產(chǎn)生高、低門限，以跟蹤目前平均值。

假設(shè)執(zhí)行逐次逼近以及其它任務(wù)的子程序具有1000條指令（保守估計(jì)），對(duì)于T=60s，CPU平均每秒執(zhí)行17條指令。執(zhí)行速率是0.00002MIPS，非常適合低功耗系統(tǒng)，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于ADC方案的4MIPS。為進(jìn)一步降低功耗，控制器可在大部分時(shí)間內(nèi)處于“休眠”，僅在處理電力線異常時(shí)喚醒。將電壓比較從軟件方式轉(zhuǎn)換為模擬硬件方式，該電路大大降低了功耗、設(shè)計(jì)復(fù)雜性以及成本。

較低的故障檢測(cè)和診斷維護(hù)成本

打印頭控制、車輛控制以及許多其它機(jī)電應(yīng)用，需嚴(yán)格監(jiān)視內(nèi)部電壓和溫度以確定何時(shí)更換工作模式。極端情況下，這種反饋可使系統(tǒng)避免全部關(guān)斷自毀。例如，在必要時(shí)步進(jìn)電機(jī)控制器必須調(diào)整輸出MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)以避免線性工作時(shí)消耗過多功率。

監(jiān)測(cè)這些問題的傳統(tǒng)方法是采用ADC（圖8a）。處理器控制ADC進(jìn)行周期性測(cè)量，與控制處理保持時(shí)間常數(shù)一致。然后對(duì)結(jié)果的量化值進(jìn)行縮放后與軟件中的門限進(jìn)行比較。如果超出范圍，可觸發(fā)糾正動(dòng)作或者全部關(guān)斷系統(tǒng)。

另外一種方法是采用DAC/比較器組合（圖8b）。靜態(tài)DAC輸出建立關(guān)斷門限或比較器觸發(fā)值。當(dāng)溫度變化造成比較器觸發(fā)，比較器會(huì)對(duì)處理器發(fā)出中斷來啟動(dòng)糾正動(dòng)作。必要時(shí)，處理器還可以通過啟動(dòng)基于軟件的逐次逼近程序來確定極限溫度值。

表1 逐次逼近偽代碼

圖8 在這種情況下，用DAC和比較器（b）替換ADC（a）可降低系統(tǒng)成本、響應(yīng)時(shí)間以及軟件開銷

另一方面，為支持ADC，處理器在跳轉(zhuǎn)到關(guān)斷子程序之前必須輪詢ADC、輸入采樣值并與先前設(shè)定值進(jìn)行比較。這樣，DAC/比較器不僅節(jié)約成本，而且提供了比采用ADC的更快響應(yīng)；同時(shí)還減小了處理器開銷。

時(shí)域反射計(jì)

最后，低成本、低功耗DAC/比較器組合（相對(duì)于ADC）在便攜式時(shí)域反射計(jì)（TDR）中非常實(shí)用，后者是一種用于檢測(cè)電纜的不連續(xù)性并可測(cè)量中間傳輸長度的儀器。廉價(jià)的便攜式TDR隨著網(wǎng)絡(luò)電纜的增加變得非常普遍。

TDR工作原理類似于雷達(dá)，沿著線纜發(fā)送一個(gè)主脈沖并監(jiān)測(cè)由開路、短路、或者其它電纜阻抗不連續(xù)產(chǎn)生的反射。發(fā)射脈沖及其反射波傳輸延時(shí)間隔大約為每英尺3.3ns，假設(shè)線傳輸速率為0.6c（光速的十分之六）。那么，在電子學(xué)上10ns時(shí)間分辨率可分辨出大約3英尺距離的不連續(xù)性。

接收到的脈沖幅度和發(fā)送脈沖幅度的比用于計(jì)算反射系數(shù)。知道反射系數(shù)和電纜阻抗就可以計(jì)算不連續(xù)阻抗，從這些信息可推斷出不連續(xù)的原因。同軸電纜在反射回路上對(duì)脈沖的衰減使其變得復(fù)雜，因此，軟件必須對(duì)此進(jìn)行補(bǔ)償，通常根據(jù)測(cè)量距離施加一個(gè)幅度修正。

本應(yīng)用中的ADC必須每個(gè)5ns轉(zhuǎn)換一次（200Msps）。盡管廠商可以提供這種ADC，但價(jià)格非常昂貴，而且功耗大，通常不適合便攜式應(yīng)用。

實(shí)際應(yīng)用中的手持式TDR模擬前端（圖9）能夠說明上述觀點(diǎn)。為了便于說明，這里沒有包括數(shù)字電路。盡管簡單并且沒有特殊元件，該電路仍具有很好性能。能夠可靠地測(cè)量端接阻抗并且對(duì)于500英尺長的電纜具有5%測(cè)量精度。可測(cè)量長達(dá)2000英尺的開路或短路故障。重要的是，系統(tǒng)（包括顯示和數(shù)字電路）可在9V堿性電池下工作長達(dá)20小時(shí)。

圖9 該時(shí)域反射計(jì)的模擬部分采用DAC/比較器代替ADC

圖9中比較器（IC3）采用單電源供電、地電位檢測(cè)以及僅10ns傳輸延遲。DAC（IC4）為雙通道器件，一方面用于脈沖高度測(cè)量，另一方面驅(qū)動(dòng)LCD對(duì)比度控制（如圖3）。注意DAC為反向驅(qū)動(dòng)；電流輸出端連接在一起由經(jīng)過緩沖的電壓基準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)，基準(zhǔn)輸入作為電壓輸出（每路帶有一個(gè)外部放大器緩沖）。

利用簡單的脈沖單穩(wěn)態(tài)電路（沒有列出）驅(qū)動(dòng)Q1基極，利用正向、持續(xù)時(shí)間為10ns的脈沖依次驅(qū)動(dòng)電纜。電纜的所有反射通過C3耦合到比較器。

IC5為1.2V輸出帶隙基準(zhǔn)，由放大器IC2d緩沖，為IC4雙路DAC提供基準(zhǔn)電壓。該基準(zhǔn)電壓被IC2c兩倍增益放大器放大后，為比較器同相輸入提供2.5V直流電平。DAC A在比較器反相輸入端施加一個(gè)0至3.8V電壓。高于2.5V的電平用來判斷正向脈沖高度，低于2.5V的電平用來判斷負(fù)向脈沖幅度。

每個(gè)輸入到傳輸線的脈沖還經(jīng)過了數(shù)字電路可變延遲線，該延遲線是由計(jì)數(shù)器控制的20ns延遲單元串接而成。來自數(shù)字部分經(jīng)過延遲的脈沖驅(qū)動(dòng)兩個(gè)觸發(fā)器（IC1a和IC1b）的D輸入端，觸發(fā)器由比較器互補(bǔ)TTL輸出輪流觸發(fā)。這樣，時(shí)間測(cè)量取決于返回脈沖和通過延遲線脈沖的競(jìng)爭(zhēng)：如果D輸入比時(shí)鐘變化到來得早，觸發(fā)器輸出為高；否則，輸出為低。

測(cè)量時(shí)，將DAC輸出設(shè)置為最低值并重復(fù)調(diào)整延遲，直到觸發(fā)器輸出保持為零，讀取計(jì)數(shù)器。同樣，測(cè)量返回脈沖高度時(shí)，重復(fù)調(diào)整DAC輸出直到觸發(fā)器輸出保持為零，然后讀取DAC。注意，兩個(gè)觸發(fā)器需要捕獲正脈沖和負(fù)脈沖的前沿。前沿是指正脈沖的上升沿和負(fù)脈沖的下降沿；如果兩個(gè)脈沖施加到一個(gè)觸發(fā)器，脈沖寬度可能產(chǎn)生人們所不期望的延遲。

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