引言

電源電壓逐步下降，晶體管的閾值電壓并沒有減小，但是運放的共模輸入范圍越來越小，這使設計出符合低壓低功耗要求，輸入動態幅度達到全擺幅的運放成為一種必須。本文所設計的具有軌至軌（R-R）輸入功能的低壓低功耗CMOS運算放大電路，在各種共模輸入電平下有著幾乎恒定的跨導，使頻率補償更容易實現，適合應用于VLSI庫單元及其相關技術領域。

理論模型

基本的軌至軌輸入結構

在較低的電源電壓下，運算放大器的輸 入級設計是非常重要的。傳統的PMOS差動輸入級的共模輸入電壓范圍 VCM可表示為：

式中，VSS為負電源電壓， VCM為共模輸入電壓，VDsat為源漏飽和壓降，VGSP為PMOS的柵源電壓。同理，NMOS差動輸入級的共模輸入電壓范圍可表示為：

式中，VGSN為NMOS的柵源電壓。如果將PMOS和NMOS差分對互補連接使用，就可以使運放的輸入共模范圍變為：

從而實現了軌至軌的共模輸入。圖1為軌至軌輸入結構的電路示意圖。

跨導恒定結構

圖1所示的軌至軌輸入級電路采用互補折疊式結構，使共模輸入電壓可以在整個從地到電源電壓的范圍內工作，如果輸入級工作在飽和區，電路的跨導由下面的公式確定：

式中mn和mp分別代表NMOS和PMOS的遷移率。從上面的公式可以看出，輸入級的跨導會隨柵源電壓和便置電流的變化而變化。因此，當共模輸入電平從VDD到VSS變 化時，軌至軌輸入差分對的跨導從PMOS差分對的跨導變化到PMOS +NMOS差分對的跨導之和，再變化到NMOS差分對的跨導。中間部分跨導gm幾乎是其它部分的一倍，這種跨導的變化會使運放的增益誤差發生變化，從而使頻率特性變差，因此，需要設計一種電路，使軌至軌輸入電路具有恒定的跨導。

目前，可保證R-R輸入級的gm恒定不變的設計方法主要有以下幾種：1. 采用雙極（BJT）線性互補差分對形式的輸入級。 2. 由齊納二極管將P、N差分對的偏置電流連起來實現。 3. 采用冗余的差分對來實現。4. 用電流鏡技術，使偏置電流的大小隨輸入共模電壓的變化而變化。

上述第4種方法的電路不僅結構簡單，而且對gm的控制也易于實現。因此，本文運用了對輸入跨導的控制原理，采用了一種 全新的保持R-R輸入級gm為常數的電路結構。

電路設計

本文所設計的電路如圖2所示，該電路由輸入互補差分對、恒定gm電路、共源共柵求和電路組成。M1~M4構成了輸入互補差分對。當低共模輸入時，P輸入差分對M1、M4處于工作狀態，N輸入差分對M2、M3截止，開關管M17 、M18開啟，抽取M16上的電流；M13、M14截止。M15的電流全部流入P差分對，則此區間的等效差分跨導為：

當共模輸入電壓在中間值附近時， P差分對M1、M4與N差分對M2、M3均導通，控制開關M17、M18、M13、M14開啟，分別調節它們的柵電壓，使其從M15、M16均抽取3/4的電流，則此區間的等效差分跨導為：

當在高共模輸入區時，N差分對M2、M3工作，P差分對M1、M4截止。開關管M13、M14開啟，抽取M15上的電流，開關管M17、M18截止，M16的電流全部流入N差分對，則此區間的等效差分跨導為：

從上面的分析可知，只要合理選擇四個輸入管子的長寬比，滿足如下關系：

gm就會保持恒定。

M5~M12為共源共柵求和電路。這種結構的輸出阻抗和電壓增益比較高，并且有很好的頻率特性和電源抑制比。經過分析可知，該電路結構在互補差分對交替工作的時候，當M1，M4與M2、M3不能同時處于飽和狀態時，引起求和電路M5~M12的靜態電流發生變化，使電路的輸出電阻和極點發生少許改變，從而可能會在過渡區出現大跨導尖峰，但是，由于這個過渡區很窄，估計這種大的尖峰不會出現，在整個共模范圍內，輸入跨導基本保持恒定。

仿真結果

本文采用TSMC公司的0.35mm工藝器件的HSpice參數模型進行仿真，得到下面的結果。圖3是運放的總跨導，從圖中可以看出，當共模輸入電壓從0V到2V變化時，整個跨導在5%以內變化，跨導在中部的變化正如上面所述，是由于 差動對交替工作時，靜態電流的變化所引起的。

結語

本文所設計的運算放大器具有2V的電源電壓，150mW的功耗和75°的相位裕度，在整個共模范圍內，輸入級的跨導基本保持恒定，提高了運放的性能指數。且結構簡單，特別適合作為VLSI的庫單元。

責任編輯：gt