一、前言：

隨著RF通信系統市場的增長，越來越多的RF器件用MOS工藝實現，包括電感和電容。就電感而言，目前的多數研究集中于片上無源電感的實現和建模。 無源電感大多用來獲得較好的匹配和功率增益，盡管通過使用立體電感或是微機電工藝可以克服片上無源電感的低Q等缺點，卻無法解決其占用面積過大的缺點。在低噪聲放大器中，一個1～2nH的電感所占用的面積可能超過其余全部有源器件所占面積之和。而且，一個良好片上無源電感的實現常常要求一些特殊工藝，難以與主流的數字MOS工藝兼容。因此，在噪聲要求并非十分嚴格而對面積和價格更為關注的情況下，采用有源電感是一種不錯的選擇。

在片上實現有源電感的研究已經進行多年，有源電感主要用于帶通濾波器和低噪聲放大器部分。但因為噪聲、電感Q值低以及功耗等問題，有源電感在低噪聲放大器中的應用亦不多見，主要還處于研究階段。Jhy-Neng Yang等在2001年提出了一種改進的高Q值有源電感，解決了Q值及功耗問題。然而卻有S11與S21峰值重疊的問題。在Jhy-Neng Yang等人于2003年提出的高Q值有源電感為負載的寬帶LNA中，盡管解決了S11與S21峰值重疊的問題，卻大大增加了噪聲（達到8dB）。本文基于以上兩文的研究，對有源電感作了改進，設計了一個基于CMOS工藝的以有源電感為負載的寬帶低噪聲放大器，在滿足功耗及增益指標的情況下解決了S11與S21峰值重疊的問題并得到較好的噪聲指標（不超過5dB）。

文章第二部分介紹有源電感的設計原理，第三部分介紹以有源電感為負載的寬帶低噪聲放大器的設計，最后給出所設計電路與已有的電路的性能參數比較。

二、有源電感原理

目前對CMOS有源電感的等效模型的研究已較多。典型的簡單的級聯CMOS有源電感如圖1所示。此電路利用了器件的寄生參數。分析電路的等效小信號模型，可得

為了提高電路的增益并增加帶寬，考慮在M1上級聯一個MOS管。得到圖2。此外亦有另外增加一個M4以增加Q值的調節度的方法，如圖3。但是，不論使用何種結構，其電感等效電路都等效于圖4。

其中：

三、以有源電感為負載的低噪聲放大器的設計

為了得到性能指標較好的以有源電感為負載的LNA，本文對Jhy-Neng Yang等人提出的有源電感形式進行了改進。文獻［2］以差分形式的電感取得更好的增益，而文獻［3］是以單端電感形式實現了LNA的設計。為在較好的噪聲系數下分離S11與S21的峰值，本文提出了不對稱的雙端有源電感形式。

LNA的可選構架包括共柵結構和共源結構。由于這里要設計的是寬帶LNA，并使其面積盡可能小，因此我們依然選擇了共柵結構。

一般LNA的輸入源（如微帶天線，傳輸線）的輸出阻抗為50歐。為獲得最大功率且不在電路中產生反射，即得到最小S11及VSWR，LNA的輸入阻抗應為50歐。對于共柵放大器：源端輸入阻抗為1/gm。那么只要選擇適當的器件尺寸和偏置電流，共柵放大器就可獲得50歐源端輸入阻抗。

以有源電感為負載的LNA如圖5所示。對于圖5電路，MINPUT完成輸入功能。M1～M5、MININ和MTL實現有源電感。M3和M4主要影響增益，而其中M5反饋系統的增加可以降低電感的寄生電阻值，有益于輸入輸出的50歐姆匹配，而M1～M4則有利于對電感各項參數，如Q值和帶寬等進行調節，但同時更對輸入輸出的匹配產生影響，適當調節其柵寬，可以改善S參數并分離S21和S11的峰值。MS2和MSF作為輸出緩沖，完成輸出阻抗變換。RL為50歐負載。而MS1與MS2都與輸入端相連，對輸入阻抗產生影響。其中MS1作為輸入管MINPUT的偏置，對功耗影響很大。設計時必須在功耗及S參數值間取得折中。

四、仿真結果

采用0.35um工藝對電路進行仿真。得出仿真結果如圖6所示。可以看出，本文提出的設計成功的分離了S11與S21的峰值點。S11的峰值基本被抑制，波形與一般的共源結構LNA的S11的波形相似，且在整個通帶內都滿足S11《-10dB的要求。而S22盡管在2GHz處出現峰值，卻在依然整個通帶內保持在-13dB以下。與此同時，LNA的噪聲系數在3dB帶寬內保持在3.6至4.9dB，大大優于文獻［3］中的8dB值，基本滿足寬帶LNA的要求。而電路的功耗亦保持在20mW，與文獻［3］中的功耗相當。將仿真結果與國際上一些已完成項目做比較，如表1。

表1：LNA性能參數比較

五、結論：

本文設計了一種以有源電感為負載的寬帶低噪聲放大器，采用有源電感代替片上螺旋電感，大大縮小了芯片面積。在權衡各項指標的情況下得到較為理想的性能參數，并得到HSPICE仿真結果論證。S21達到10dB，電壓增益為17dB。在3dB帶寬內，S11在-12~-17之間，NF在3.6至4.9之間。通帶的反向隔離大于40dB，S21亦在－14dB以下。

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