基于交叉耦合式熱陰極電子管的這種電路是由美國科學家施密特（O.H.Schmitt）發明的。從那以后，施密特觸發器就成為許多信號處理電路中的一個重要構建模塊。回差—高電壓和低電壓閾值之差—是施密特觸發器工作時的固有特性。當輸入信號越過這兩個閾值時，電路可以抑制輸入信號中包含的噪聲，并產生頻率與輸入信號相同的矩形輸出信號。

不管你用晶體管、運放還是比較器實現施密特觸發器，你都需要確定要求的回差和兩個閾值電壓是多少。如果你知道輸入信號的幅度以及可能包含的噪聲大小，那么這個問題很容易回答。然而，如果這些參數是可變的，或者很大程度上并不明確，那么設置閾值來產生可靠的觸發就極具技巧性：太大的回差可能無法使輸入信號越過其中一個或兩個閾值；太小的回差電壓在輸入信號有大量噪聲的情況下又可能導致錯誤觸發。

圖1所示的設計實例可以解決這些問題。圖中所示的實現電路可以根據輸入信號的幅度自動調整觸發閾值。比較器IC1A和模擬開關IC2B及電容C1組成正向峰值檢測器。當輸入信號上升并超過比較器反相輸入端的C1中存儲的電壓時，比較器輸出將變高電平，繼而使IC2B切換到原理圖中所示的位置。檢測器現在采樣輸入信號，并充滿C1中所存儲的電荷。當輸入信號下降至低于C1上的電壓時，開關將改變狀態，C1中存儲的電壓VU就成為了對應于輸入信號正向峰值的直流電平。

圖1：自適應施密特觸發器。

比較器IC1B、模擬開關IC2C和電容C2組成了負向峰值檢測器。它的工作原理和上述正向峰值檢測器相同，只是采樣的是信號的負向峰值，因此C2中存儲的電壓VL就是對應于輸入信號負向峰值的直流電平。

R1、R2和R3組成的電阻網絡為采樣電容中存儲的電荷提供放電路徑，并為最后的比較器IC4A分別設置上限閾值電壓VTU和下限閾值電壓VTL。電阻值的選擇原則是，使VTU稍小于VU，VTL稍大于VL。如果設置R1=R3，那么按百分比計算的電壓差等于：

電壓差＝［R1/（2R1+R2）］×100%

如果采用圖中所示的元件值，那么VTU比VU小5%，VTL比VL大5%。這樣，閾值就能不斷地調整，以跟蹤輸入信號幅度和直流電平。比如，疊加在2V直流電平上、峰峰值為1V的信號（也就是VU=2.5V，VL=1.5V）所產生的閾值將是VTU=2.45V和VTL=1.55V。可以看出，由VH=VTU-VTL給定的回差電壓VH（本例為0.9V）總是稍低于輸入信號幅度的峰峰值。

閾值電壓經IC3A和IC3B緩沖后饋入模擬開關IC2A。為了理解電路的最后部分是如何工作的，可以假設IC2A處于圖中所示狀態，因此閾值電壓VTU饋入比較器的反相輸入端，比較器同相輸入端的輸入信號從負峰值開始上升。數字輸出信號VOUT目前處于低電平。在輸入信號剛越過VTU的時刻，比較器輸出立即變高，致使IC2A改變狀態，將VTL饋入比較器的反相輸入端。這種正反饋—典型的施密特觸發器行為—確保了數字輸出信號的快速完全切換。緩沖器IC3A和IC3B是很有必要的（特別是在高頻時），可以在IC2A改變狀態時防止IC4A反相輸入端的雜散電容造成VTU和VTL的畸變。

圖2和圖3的示波器波形展示了使用比較器IC1和IC4=TLC3702以及運放IC3=TLC2272搭建的測試電路的性能。這些相當極端的例子反映了電路處理差別極大的輸入信號的能力。

圖2：含有調制“噪聲”的500Hz信號。

圖3：低幅度輸入信號。

在圖2中，源信號是一個被峰峰值為2.88V的100kHz正弦波所調制的、峰峰值為1.56V的500Hz正弦波信號，最終是疊加在2.5V直流電平之上、峰峰值約為4.4V的合成信號。盡管“噪聲”幅度幾乎是源信號幅度的兩倍，但電路輸出仍能以源信號頻率利索地開關，并且完全不受高頻調制的影響。圖3展示了電路對很小輸入信號的響應性能。這里的源信號是一個疊加于400mV直流電平上、峰峰值約為30mV的100kHz正弦波。輸入信號中開關毛刺的存在（由于不太完美的面包板版圖引起的）會導致輸出信號有一些抖動。注意：圖2中的輸入信號比圖3中的信號大100倍以上。事實上，若輸入信號保持在比較器和緩沖器的共模范圍內（本例約為0至4V），電路可以處理幅度變化達兩個數量級的不同信號幅度。交流耦合只是當信號直流電平超出輸入共模范圍時才需要。

你應該選擇C1和C2來適應預期的頻率范圍。100nF左右的值適合大約300Hz以上或左右的頻率。當小于這個頻率時，應增加采樣電容，以防止在VU和VL上出現過多的衰減紋波。TLC3702比較器可以很好地工作到100kHz左右，但超過這個水平時，你可能就需要選用速度更快的器件。上述電路并不是適合所有的觸發應用，但對于傳統施密特觸發器的固定閾值不適合的應用來說是很有用的。

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