運算放大器的出現，大大降低了硬件模擬前端電路設計的難度。但是對于高精度的模擬信號處理電路中，用好運放也不是一件容易的事，更不用說壓著最低的物料成本設計出符合系統要求的運放電路了。高端的電路往往蘊含著簡單的設計邏輯，用好運算放大器我們還是得從運放的基本原理開始。當然，本文也不會從最基礎的晶體管講起，默認聰明的你已經有一定的模電的基礎。

1、運放的基本結構

在進行運放的參數比較之前，我們有必要對運放的基本結構有一定的了解。如圖1-1，是通用運放LM2904 的內部結構簡圖：

輸入級兩組PNP串聯，提高運放的輸入阻抗，減小運放的偏置電流；

鏡像恒流源控制兩個下管NPN的集電極電流相等，這也是運放調節功能的關鍵；

中間級為運放的放大級，運放的開環增益主要在這里獲得；

如果IN+=IN-，那么恒流源的兩個NPN電流相等，從中間級抽走的電流為零；

通過內部電流源的配置，可以使OUT 和“虛擬地”等電位；

輸出級一般設計為推挽形式，提高運放輸出的負載能力；

補償電容的作用是對運放的輸出和輸入之間的相位差進行補償，抑制在使用過程中可能發生的震蕩；

這里需要注意的是，由于LM2904成本比較低廉，在輸入級之后直接到達中間級。一般運放（比如經典的741運放），會在輸入級和放大級之間增加一級差動放大電路，進一步提高電路的共模抑制比。

圖1-1 LM2904 內部功能簡圖

2、運放的參數解讀

2.1 工作范圍

運放的工作范圍主要定義了運放對外的接口電路能夠承受的電壓范圍和芯片能夠工作的溫度范圍，屬于運放本身的硬件特性和內部晶體管的設計參數息息相關。我們在使用運放的時候要特別注意運放是否始終都保持在允許的工作范圍，防止引起運放的失效。

本文列舉了LM2904 數據手冊中常規的運放工作范圍，如圖2-1，圖2-2：

圖 2-1 LM2904 運放參數1

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圖 2-2 LM2904 運放參數2

2.2 電氣參數

本文列舉了LM2904 數據手冊中常規的運放參數進行解釋，如圖2-3，圖2-4：

圖2-3 LM2904基本電氣參數1

圖2-4 LM2904基本電氣參數2

2.2.1 失調電壓（offset voltage）

理想的運放如果將輸入的同相端VIN+和輸入的反相端VIN-短接，那么輸出應該為零。實際上由于運放在制造過程中晶體管的差異很難做到完全的對稱，因此輸出不能為零，會在輸入端等效一個小小的電壓源疊加在正常的信號之上。這個電壓稱為失調電壓VIO=-（Vo|Vi=0）/Avo，其中Avo是運放的開環增益。

好在，這個電壓屬于固定偏置，我們可以通過“調零”的方式對它進行消除。常用的調零方式主要有兩種：手動調零和程控調零。手動調零就是在外部引入一個疊加電壓去抵消運放原有的失調電壓，如圖2-5；而程控調零就比較智能化了，在同相端和反相端設置一個開關，當開關關閉獲得輸出的失調電壓，ADC在采集的時候直接將這個直流偏置給減掉，以達到電壓“調零”的目的。

失調電壓會隨著溫度產生漂移，數據手冊中也會給出輸入失調電壓的溫漂參數dVOS/dT。也就是說失調電壓也不是固定的，還會隨著溫度的變化而變化。關于這個參數這里引申一下，我們在進行小信號/微小信號的放大處理時，要特別注意輸入端PCB的焊接和環路的處理。電阻引腳和PCB以及他們之間的焊錫屬于不同的材料連接到一起，這里會在不同材料的連接處產生“熱電偶”效應，這個小信號同樣會引入到運放電路里面形成等效的“輸入失調電壓”。好在一般電阻都是兩個焊點，這兩個焊點之間的電壓能夠相互抵消，只要我們環路做得足夠小。

圖 2-5 反相端的失調電壓補償

2.2.2 共模電壓（VCM）和共模抑制比（CMRR）

雖然運放屬于差動放大電路，理論上共模電壓會相互抵消。但是，共模電壓會影響運放的靜態工作點，尤其是在工模電壓靠近電源軌（VCC+和VCC-）的時候運放內部的晶體管將由線性區進入非線區，引起電路功能的失常。這就是為什么很多低壓應用的運放需要設計為“軌致軌”（Rail-to-Rail）的原因，也即是盡可能把線性工作區往電源軌的方向推。雖然很多運放是號稱“軌致軌”，但是我們在應用的時候，還是不能忽略共模電壓這個重要的參數，盡量讓運放工作在規定VCM的下方，留有一定的線性區余量。

共模抑制比（CMRR）屬于運放對共模信號抑制的一個能力，這個參數越大運放防止共模干擾的能力越強。同時，工模抑制比隨著頻率的升高而下降，我們在做高頻模擬前端電路的時候要特別關注這個參數。

圖 2-6 CMRR 和頻率的關系

2.2.3 偏置電流（bais current）和失調電流（offset current）

運放的偏置電流其實我更傾向于叫它輸入靜態電流，因為BJT集成運放的輸入端是差分對管的基極，運放需要正常工作必須有一個靜態工作點，使得運放的晶體管進入線性區。如圖2-7，偏置電流IIB=（（Ib+）+（Ib-））/2=5pA，這個電流會影響運放的輸入阻抗特性；失調電流IOS=（（Ib+）-（Ib-））=4pA。我們知道一個優秀的運放，應該輸入阻抗表現出無窮大；但是，信號源到運放輸入端總是存在等效阻抗的，如果不進行阻抗的補償，那么會引起輸出的漂移。

圖 2-7 偏置電流和失調電流的定義

如圖2-8，我們看一下這個隔離運放的前端。這個電路用于電壓采樣，如果直接將VINP和VINN直接接到采樣電阻R3的兩端，那么即使HV電壓為零，偏置電流IIB也會在R3上產生一個電壓，這個電壓會引入到差分運放的輸入。那么為了補償掉這個偏置電流的影響，我們就需要在實際應用中設置一個R3'=R3的補償電阻，這樣IIB'同樣會流過R3'，獲得相同的電壓從而使VINP=VINN。

圖 2-8 運放偏置電流的補償

失調電流和失調電壓類似，如果說偏置電流是共模干擾，我們可以通過阻抗匹配進行抵消。那么失調電流就屬于對管不對稱引入的差模信號了，這個差模電流會在信號源內阻上產生輸入電壓，破壞運放的平衡。同樣，失調電流也會受到溫度的影響而漂移，這里也有一個參數用于描述溫度對失調電流的影響dIIO/dT。

2.2.4 噪聲水平（Noise）

噪聲信號屬于隨即信號，這是器件的工藝水平所決定的。一般晶體管的噪聲有：熱噪聲、散粒噪聲、閃礫噪聲。噪聲的水平用噪聲電壓密度進行衡量，單位為nV/sqrt(Hz)。這是對器件噪聲水平的衡量指標，如果對整個放大電路進行評估，可以使用信噪比進行衡量。

2.2.5 輸入阻抗和輸出阻抗

輸入阻抗用是衡量一個運放“虛短虛斷”能力的一個指標，我們希望盡可能提高輸入阻抗，這樣對信號源的輸出阻抗要求就沒有那么高，降低運放對輸入信號的衰減影響。

輸出阻抗則是用來衡量運放驅動能力的一個指標，輸出的阻抗我們希望越小越好，阻抗越小輸出能力越強。應用運放的輸出能力，我們可以構建設計跟隨器，來提高信號的驅動能力。

圖 2-9 電壓跟隨電路

2.2.6 開環增益

開環增益決定了運放的放大能力，同樣也決定了負反饋放大電路中反饋的深度。開環增益越大，放大電路的反饋深度能夠做得越深，那么動態響應的性能就越好。但是過高的開環增益可能會導致反饋環路的不穩定甚至震蕩，需要我們在電路設計中特別小心超高開環增益運放的使用。在負反饋電路中，常常使用的一個小技巧，通過在輸出和反相端接入一個3~10pf的電容來補償運放的相位，防止輸出出現震蕩，注意這可不是積分電路哦！

圖 2-10 負反饋的相位補償

2.2.7 頻率響應

在頻率特性參數里面，最重要的就是帶寬增益積（GBW）和壓擺率（SR）。開環增益參數體現的是運放的直流輸出特性，隨著頻率的升高，內部的晶體管結電容的存在會影響運放的增益和相位。簡單來看，帶寬和增益的積是一個固定值（其實是粗略的等效）。一般我們定義Gain=1的帶寬增益積，這樣我們可以快速評估，在特定頻率下的反饋深度（開環增益Avo）。實際精確的頻率響應，我們還是要參考帶寬增益曲線，如圖2-11。

圖 2-11 開環增益和相位隨頻率變化

壓擺率反應的是運放的“開關”響應速度，當運放的信號達到的壓擺率的邊緣，那么運放一定已經不是工作在線性區了。要么由線性區進入飽和區，要么由飽和區進入線性區。

舉個例子，一般我們常常采用運放構造PI調節器。如圖2-12，如果反饋的信號一直沒有達到參考ref，誤差信號就會在積分器輸出累計，導致輸出偏向電源軌（可能正偏也可能反偏），最終PWM-Duty達到最大，積分器進入飽和。那么在這個時候，如果將ref 調小，PWM-Duty能夠達到輸出要求，運放并不能馬上進入負反饋，而是沿著壓擺率（最快的速度）退出飽和。退飽和到反饋調節，響應速度可能是不如在線性區的開環增益大（響應速度快），這就是壓擺率在環路響應中的意義。

圖 2-12 運放構造的積分電路

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圖 2-13 壓擺率的測試波形