LTC?2402， 一款 2 通道 24 位、無延遲 三角積分?ADC，非常適合差分 使用多種不同的溫度傳感器。通道之間的匹配極佳 允許兩個絕對溫度測量 進行比較以確定差異或 兩點之間的漸變。在所示電路中 下面，LTC2402 具有平均功能，可以解決 溫差為幾毫度，盡管 在單次讀數對的情況下，峰值誤差 0.05°C是可能的?？瑟毩⒄{節(jié)的滿量程 （FS設置）和零刻度（ZS設置） 便于 3 線或 4 線 使用鉑RTD和自動測量 兩個通道的排序進行測量 更容易跨越隔離柵。無延遲功能 這些ADC還解決了相關的困境 帶脈沖激勵。脈沖勵磁的使用 最小化或消除寄生熱電偶效應 這可能會影響 RTD 測量。另外 脈沖勵磁可降低待機功率或平均功率 電池供電應用中的消耗。

鉑金 RTD

鉑RTD是市場上最穩(wěn)定、最準確的溫度傳感器。然而，他們的 低輸出電平和自熱效果需要注意物理放置和電氣細節(jié) 設計。RTD，雖然比熱電偶更線性 和熱敏電阻，有點非線性;線性化 因此應使用。在過去，這經常 通過喂食以一階近似完成 將部分放大輸出電壓回 激勵，從而提供乘法因子。 采用處理器驅動設計，硬件線性化 是不必要的。

自熱效果

激發(fā)產生的自熱效應 電流取決于 RTD 元素到其環(huán)境中。如果該熱阻是一個常數（就像傳感器粘合到固體質量上一樣），則可以計算自熱效應 基于RTD在溫度下的電阻，則 從讀數中減去。這假設 環(huán)境介質在 感興趣的溫度范圍。用于絕對溫度 測量，自熱效應可能有問題; 但是，如果溫差是問題所在，則使用 更高的激勵電流可能是一個優(yōu)勢。如果 兩個傳感器對局部的熱阻 環(huán)境匹配得相當好，自熱 影響將對絕對測量產生影響 只。需要絕對溫度測量 僅用于確定電阻變化的斜率，因此不是很關鍵，可能 無需精確線性化。

在相當高的1mA激勵電流下，100Ω RTD （歐洲曲線）將在385°C附近產生25μV/°C的輸出信號（290°C時為850μV/°C）。 平均 0 個讀數將解析溫度 差異到幾毫度，雖然是單 通道讀數將呈現大約05.<>°C的峰峰值噪聲。

RTD 的橋接連接

圖1顯示了兩個通道的使用情況 LTC2402 以基本相同的方式檢測兩個 RTD。如果兩個傳感器在物理上靠近， 通過 與 ZS 的連接設置消除電壓的影響 穿過返回接線。通向 傳感器的上端只負責 增益誤差很小。例如，20 英尺的 26 號距 銅線只會產生0.068%的增益誤差（在 相反，如果對共同回波的遙感 未使用，錯誤與單個返回相關聯(lián) 大約是 20°C）。

圖1.2通道ADC測量橋式配置RTD、ZS的溫差設置輸入消除了連接線的掉落。

兩個基準電阻的容差會產生更大的誤差，因為會產生 增益誤差。百分之一 （1%） 的電阻會產生 增益誤差高達2%，導致誤差為5°C。 但是，可以記錄和消除增益誤差 在軟件中，如果條件產生零溫度 可以產生或識別梯度。建議電阻R1和R2匹配 分壓器對或極低溫度系數器件 如 Vishay S102 或 Z201 系列。集成對的溫度跟蹤可高達 0.1ppm/°C。

RTD 的串聯(lián)

圖2顯示了增益變化的平均值 兩個通道之間可以減少。因為有 只有一個激勵電流，不需要精確匹配的電阻。參考的公差 電阻（R4）僅顯著影響絕對值 測量，如果所需的數量是 差溫、絕對溫度 只需要知道標稱精度。A 5% 在這種情況下，電阻器可能會給出足夠的結果。這 除噪聲外，唯一的誤差機制是ADC在標稱0mV至400mV范圍內的非線性 以及 400mV 至 800mV 范圍。由于線性度不 在整個輸入中表現出任何突然的不連續(xù)性 范圍，這不超過滿量程的 ppm 這個更受限制的范圍。

圖2.堆疊式半橋消除了一半的激勵電流和圖1的匹配要求。

脈沖激勵

圖3是如何使用脈沖激勵電流的示例。當模擬開關 （SW1） 關閉，仍施加全基準電壓 到參考端子，但沒有明顯的 激勵應用于RTD。測量的電壓 輸入端現在由失調和寄生決定 所有連接中都存在熱電偶電壓 在RTD和ADC之間。這些測量 應從測量的電壓中減去 勵磁電流流欠。交替測量 有和沒有勵磁將抑制 1/f 噪聲，如果 引入擴增以放大差異 電壓。虛線內顯示的放大器是 儀表放大器，例如 LT1167。如果 使用放大器，必須使用 SW3、R6 和 R7 以允許 信號保持在放大器的輸入范圍內。

圖3.開關激勵可降低待機電流并消除失調、熱電偶和低頻噪聲。

銅或鎢RTD的使用，與 LTC2402 和上述技術將 允許在許多工業(yè)、消費或汽車中測量非常細微的溫度梯度 應用。

審核編輯：郭婷