眾所周知，由于采用了絕緣柵，功率MOSFET器件只需很小的驅動功率，且開關速度優異?？梢哉f具有“理想開關”的特性。其主要缺點是開態電阻(RDS(on))和正溫度系數較高。本教程闡述了高壓N型溝道功率MOSFET的特性，并為器件選擇提供指導。最后，解釋了Microsemi公司Advanced Power Technology (ATP) MOSFET的數據表。

功率MOSFET結構

圖1為APT N型溝道功率MOSFET剖面圖(本文只討論N型溝道MOSFET)。在柵極和源極間加正壓，將從襯底抽取電子到柵極。如果柵源電壓等于或者高于閾值電壓，柵極下溝道區域將積累足夠多的電子從而產生N型反型層；在襯底形成導電溝道(MOSFET被增強)。電子在溝道內沿任意方向流動。電子從源極流向漏極時，產生正向漏極電流。溝道關斷時，正向漏極電流被阻斷，襯底與漏極之間的反偏PN結維持漏源之間的電勢差。對于N型MOSFET，正向導通時，只有電子流，沒有少子。開關速度僅受限于MOSFET內寄生電容的充電和放電速率。因此，開關速率可以很快，開關損耗很低。開關頻率很高時，這讓功率MOSFET具有很高的效率。

圖1：N型溝道MOSFET剖面圖。

開態電阻

開態電阻RDS(on)主要受溝道、JFET(積累層)、漂移區和寄生效應(多層金屬，鍵和線和封裝)等因素的影響電壓超過150V時，RDS(on)主要取決于漂移區電阻。

圖2：RDS(on)與電流的關系。

高壓MOSFET中RDS(on)?與電流的相關較弱。電流增大一倍RDS(on)僅提高了6%，見圖2。

圖3：RDS(on)與溫度的關系。

相反，溫度對RDS(on)的影響很大。如圖3，溫度從25℃升高到125℃，開態電阻提高近一倍。圖3中曲線的斜率反映了RDS(on)的溫度系數，由于載流子僅為多子，該溫度系數永遠為正。隨著溫度的升高，正溫度系數將使導通損耗按照I2R增大。

功率MOSFET并聯時，正的RDS(on)溫度系數可以保證熱穩定性，這是其很好的特性。然而，不能保證各分路的電流均勻。這一點容易被誤解。MOSFET易于并聯正是因為其參數的分布狹窄，特別是RDS(on)。并且與正溫度系數相結合，可避免電流獨占。

如圖4，對于任何給定的芯片尺寸，隨著額定電壓的增大，RDS(on)也會隨之增大。

圖4：歸一化后的RDS(on)與V(BR)DSS的關系。

對于功率MOS V型和功率MOS 7型MOSFET器件，通過對額定RDS(on)與V(BR)DSS的關系曲線進行擬和，可發現RDS(on)增量與V(BR)DSS的平方成正比。這種非線性關系顯示了降低晶體管導通損耗的可能[2]。

本征和寄生參數

JFET寄生于MOSFET結構中，見圖1。這對RDS(on)影響很大，并且是MOSFET正常操作的一部分。

本征襯底二極管

襯底和漏之間的PN結所形成的本征二極管稱為體二極管(見圖1)。由于襯底與源極短接，無法將反向漏極電流關斷，這樣體二極管構成了很大的電流通路。當反向漏極電流流過時，器件導通損耗降低，這是由于電子流過溝道，并且電子和少數載流子流過體二極管。

本征襯底二極管對于需要反向漏極電流(通常稱為自振蕩電流)通路的電路十分方便，例如：電橋電路。

對于這樣的電路，FREDFET的反向恢復特性通常都得到了改善。FREDFET是Advanced Power Technology所使用的商標，用來區分那些采用了額外工藝步驟加快本征襯底二極管反向恢復特性的MOSFET。FREDFET中沒有使用分離的二極管；僅僅是MOSFET的本征襯底二極管。通過電子輻射(經常使用的方法)或者摻雜鉑來控制襯底二極管中少數載流子的壽命，極大地降低了反向恢復充電和時間。

FREDFET中額外工藝帶來的負面影響是漏電流的增大，特別是高溫時。然而，考慮到MOSFET開始工作時漏電流比較低，FREDFET帶來的漏電流在PN結溫度低于150℃時并不顯著。根據電子輻射劑量的不同，FREDFET的額定RDS(on)可能比所對應的MOSFET還要高。FREDFET的襯底二極管正向壓降也會稍微高于所對應的MOSFET。對于柵極充電和開關速度，兩種器件性能相同。下文中，如無特別說明，MOSFET這個詞既可以代表MOSFET，也可以代表FREDFET。

與分立的快恢復二極管相比，無論是MOSFET還是FREDFET，其反向恢復性能都顯得很“笨重”。對在125℃工作的硬開關而言，由于襯底二極管反向恢復電流造成的開關損耗比分立快恢復二極管要高出5倍。造成這種狀況的原因有兩點：

1．對于MOSFET或FREDFET，體二極管的面積相同，但同樣功能的分立二極管面積小很多，這樣反向恢復充電效應減小了很多。

2．對于MOSFET或FREDFET，體二極管并沒有像分立二極管那樣對反向恢復性能進行優化。與常規硅二極管相似，體二極管反向恢復充電效應以及時間是溫度，電流隨時間的變化率(di/dt)和電流的函數。體二極管正向壓降，VSD，隨溫度的變化率為2.5 mV/℃。

寄生雙極晶體管

MOSFET結構中還寄生有NPN型雙極晶體管(BJT)，正常工作時并不會開啟。但如果BJT開啟并進入飽和區，將產生閂鎖效應，這時只有從外部關斷漏極電流才能關斷MOSFET。閂鎖效應產生大量的熱會燒毀器件。

寄生BJT的基極與MOSFET源極短接用來防止閂鎖效應，并且如果基極懸空，會極大的降低擊穿電壓(對同樣的RDS(on)?來說)。理論上講，關斷時會產生極高的電壓變化率(dv/dt)，這是造成閂鎖效應的主要原因。然而，對于現代常規功率MOSFET，電路很難產生如此之高的dv/dt。

如果體二極管導通后反向關斷，將產生極高的電壓變化率(dv/dt)，這可能會造成寄生BJT開啟。高dv/dt會在器件體區產生高的少數載流子(正載流子或者空穴)電流密度，體電阻上所積累的電壓足以開啟寄生BJT。這也是為什么器件會對整流(體二極管反向恢復)dv/dt峰值作限制的原因。由于降低了少數載流子壽命，FREDFET器件整流dv/dt峰值要高于MOSFET器件。

開關速度

由于電容不受溫度的影響，因此開關速度和開關損耗也同樣不受溫度影響。然而，二極管反向恢復電流卻隨著溫度提高而增大，因此，溫度效應會對大功率電路中的外部二極管(可以是分立二極管和MOSFET或者FREDFET體二極管)造成影響，從而影響開關損耗。

閾值電壓

閾值電壓，即VGS(th)，表示晶體管關斷時的電壓。該參數表示在閾值電壓下，漏極電流可以達到多少毫安培，因此，器件工作在開與關的臨界狀態。閾值電壓具有負溫度系數，這意味著隨著溫度升高，閾值電壓將降低。負溫度系數會影響開關延時時間，因此電橋電路對于死時間有要求。

圖5：傳輸特性。

a傳輸特性

圖5為APT50M75B2LL MOSFET的傳輸特性。傳輸特性依賴于溫度和漏極電流。從中可以發現，100安培以下，柵-源電壓是負溫度系數(給定漏極電流，隨著溫度升高，柵-源電壓降低)。而在100安培以上，溫度系數為正。柵-源電壓溫度系數和漏極電流何時從負值變為正值對于線性區操作十分重要。

擊穿電壓

擊穿電壓具有正的溫度系數，我們將在后面的章節討論。

短路能力

數據表中通常不會列出抗短路能力。這是因為常規功率MOSFET的抗短路能力無法與工作于高電流密度下的IGBT或者其他器件相提并論。這樣，我們通常不認為MOSFET和FREDFET具有抗短路的能力。

數據表瀏覽

通常使用先進探針技術(advanced probe technology，ATP)獲得的測試數據來選擇合適的器件并預測器件的性能。通過測試曲線，可以從一組工作狀態外推到另一組工作狀態。值得注意的是：測試曲線代表的是典型性能，而非最大或者最小的極端情況。測試得到的性能有時也或多或少的依賴于測試電路；采用不同的測試電路，得到的結果會有些許差別。

額定最大值

VDSS??C漏-源電壓

在柵源短接，工作溫度為25℃時，漏-源額定電壓(VDSS)是指漏-源未發生雪崩擊穿前所能施加的最大電壓。根據溫度的不同，實際雪崩擊穿電壓可能低于額定VDSS。關于V(BR)DSS的詳細描述請參見靜電學特性。

開關速度

由于電容不受溫度的影響，因此開關速度和開關損耗也同樣不受溫度影響。然而，二極管反向恢復電流卻隨著溫度提高而增大，因此，溫度效應會對大功率電路中的外部二極管(可以是分立二極管和MOSFET或者FREDFET體二極管)造成影響，從而影響開關損耗。

閾值電壓

閾值電壓，即VGS(th)，表示晶體管關斷時的電壓。該參數表示在閾值電壓下，漏極電流可以達到多少毫安培，因此，器件工作在開與關的臨界狀態。閾值電壓具有負溫度系數，這意味著隨著溫度升高，閾值電壓將降低。負溫度系數會影響開關延時時間，因此電橋電路對于死時間有要求。

PD?-總功耗

總功耗標定了器件可以消散的最大功耗，可以表示為最大結溫和管殼溫度為25℃時熱阻的函數。

式4

線性降低因子與RθJC的倒數成正比。

TJ, TSTG-工作溫度和存儲環境溫度的范圍

這兩個參數標定了器件工作和存儲環境所允許的結溫區間。設定這樣的溫度范圍是為了滿足器件最短工作壽命的要求。如果確保器件工作在這個溫度區間內，將極大地延長其工作壽命。

EAS-單脈沖雪崩擊穿能量

如果電壓過沖值(通常由于漏電流和雜散電感造成)未超過擊穿電壓，則器件不會發生雪崩擊穿，因此也就不需要消散雪崩擊穿的能力。雪崩擊穿能量標定了器件可以容忍的瞬時過沖電壓的安全值，其依賴于雪崩擊穿需要消散的能量。

定義額定雪崩擊穿能量的器件通常也會定義額定EAS。額定雪崩擊穿能量與額定UIS具有相似的意義。EAS標定了器件可以安全吸收反向雪崩擊穿能量的高低。

測試電路的條件在標注中標明，EAS等于

式5

L是電感值，iD為電感上流過的電流峰值，其會突然轉換為測量器件的漏極電流。電感上產生的電壓超過MOSFET擊穿電壓后，將導致雪崩擊穿。雪崩擊穿發生時，即使MOSFET處于關斷狀態，電感上的電流同樣會流過MOSFET器件。電感上所儲存的能量與雜散電感上存儲，由MOSFET消散的能量類似。

MOSFET并聯后，不同器件之間的擊穿電壓很難完全相同。通常情況是：某個器件率先發生雪崩擊穿，隨后所有的雪崩擊穿電流(能量)都從該器件流過。

EAR?-重復雪崩能量

重復雪崩能量已經成為“工業標準”，但是在沒有設定頻率，其它損耗以及冷卻量的情況下，該參數沒有任何意義。散熱(冷卻)狀況經常制約著重復雪崩能量。對于雪崩擊穿所產生的能量高低也很難預測。

額定EAR的真實意義在于標定了器件所能承受的反復雪崩擊穿能量。該定義的前提條件是：不對頻率做任何限制，從而器件不會過熱，這對于任何可能發生雪崩擊穿的器件都是現實的。在驗證器件設計的過程中，最好可以測量處于工作狀態的器件或者熱沉的溫度，來觀察MOSFET器件是否存在過熱情況，特別是對于可能發生雪崩擊穿的器件。

IAR?-?雪崩擊穿電流

對于某些器件，雪崩擊穿過程中芯片上電流集邊的傾向要求對雪崩電流IAR進行限制。這樣，雪崩電流變成雪崩擊穿能量規格的“精細闡述”；其揭示了器件真正的能力。

靜態電特性

V(BR)DSS：漏-源擊穿電壓

V(BR)DSS（有時候叫做BVDSS）是指在特定的溫度和柵源短接情況下，流過漏極電流達到一個特定值時的漏源電壓。這種情況下的漏源電壓為雪崩擊穿電壓。

如圖8所示，V(BR)DSS是正溫度系數，溫度高時的MOSFET漏源擊穿電壓比溫度低時要大，實際上，溫度低時V(BR)DSS小于25℃時的漏源電壓的最大額定值。例如圖18，在-50℃, V(BR)DSS大約是25℃時最大漏源額定電壓的90%。

圖8.?歸一化后的雪崩擊穿電壓隨溫度的變化

VGS(th)：閾值電壓

VGS(th)是指加的柵源電壓能使漏極開始有電流或者關斷MOSFET時停止流過電流時的電壓，測試的條件（漏極電流，漏源電壓，結溫）也是有規格的。正常情況下，所有的MOS柵極器件的閾值電壓都會有所不同。因此，VGS(th)的變化范圍是規定好的。正如前面所討論過在溫度的影響下，VGS(th)是負溫度系數，這就意味著當溫度上升時，MOSFET將會在比較低的柵源電壓下開啟。

RDS(on)：導通電阻

RDS(on)是指在特定的漏電流（通常為ID電流的一半）、柵源電壓和25℃的情況下測得的漏-源電阻，除非另有規定。

IDSS：零柵壓漏極電流

IDSS是指在當柵源電壓為零時，在特定的漏源電壓下的漏源之間泄漏電流。既然泄漏電流隨著溫度的增加而增大，IDSS在室溫和高溫下都有規定。漏電流造成的功耗可以用IDSS乘以漏源之間的電壓計算，通常這部分功耗可以忽略不計。

IGSS —柵源漏電流

IGSS是指在特定的柵源電壓情況下流過柵極的漏電流

動態特性

從圖九可以看出功率管的寄生電容分布情況，電容的大小由功率管的結構，材料和所加的電壓決定。這些電容和溫度無關，所以功率管的開關速度對溫度不敏感（除閾值電壓受溫度影響產生的次生效應外）

圖9.?功率管的電容分布圖

由于器件里的耗盡層受到了電壓影響，電容Cgs和Cgd隨著所加電壓的變化而變化。然而相對于Cgd，Cgs受電壓的影響非常小，Cgd受電壓影響程度是Cgs的100倍以上。

如圖10所示為一個從電路角度所看到的本征電容。受柵漏和柵源電容的影響，感應到的dv/dt會導致功率管開啟。

圖10.?功率管的本征電容

簡單的說，Cgd越小對由于dv/dt所導致的功率管開啟的影響越少。同樣Cgs?和Cgd形成了電容分壓器，當Cgs?與Cgd比值大到某個值的時候可以消除dv/dt所帶來的影響，閾值電壓乘以這個比值就是可以消除dv/dt所導致功率管開啟的最佳因數，APT功率MOSFET在這方面領先這個行業。

Ciss?：輸入電容

將漏源短接，用交流信號測得的柵極和源極之間的電容就是輸入電容。Ciss是由柵漏電容Cgd和柵源電容Cgs并聯而成，或者

Ciss = Cgs +Cgd

當輸入電容充電致閾值電壓時器件才能開啟，放電致一定值時器件才可以關斷。因此驅動電路和Ciss對器件的開啟和關斷延時有著直接的影響。

Coss?：輸出電容

將柵源短接，用交流信號測得的漏極和源極之間的電容就是輸出電容。Coss是由漏源電容Cds和柵漏電容Cgd并聯而成，或者

Coss = Cds +?Cgd

對于軟開關的應用，Coss非常重要，因為它可能引起電路的諧振

Crss?：反向傳輸電容

在源極接地的情況下，測得的漏極和柵極之間的電容為反向傳輸電容。反向傳輸電容等同于柵漏電容。

Cres =?Cgd

反向傳輸電容也常叫做米勒電容，對于開關的上升和下降時間來說是其中一個重要的參數，他還影響這關斷延時時間。

圖11是電容的典型值隨漏源電壓的變化曲線.

圖11. APT50M75B2LL的電容VS電壓曲線

電容隨著漏源電壓的增加而減小，尤其是輸出電容和反向傳輸電容。

Qgs, Qgd,?和?Qg?：柵電荷

柵電荷值反應存儲在端子間電容上的電荷，既然開關的瞬間，電容上的電荷隨電壓的變化而變化，所以設計柵驅動電路時經常要考慮柵電荷的影響。

請看圖12，Qgs從0電荷開始到第一個拐點處，Qgd是從第一個拐點到第二個拐點之間部分（也叫做“米勒”電荷），Qg是從0點到vGS等于一個特定的驅動電壓的部分。

圖12.?柵源電壓和柵電荷的函數曲線

漏電流和漏源電壓的變化對柵電荷值影響比較小，而且柵電荷不隨溫度的變化。測試條件是規定好的。柵電荷的曲線圖體現在數據表中，包括固定漏電流和變化漏源電壓情況下所對應的柵電荷變化曲線。在圖12中平臺電壓VGS(pl)隨著電流的增大增加的比較?。S著電流的降低也會降低）。平臺電壓也正比于閾值電壓，所以不同的閾值電壓將會產生不同的平臺電壓。

開關電阻時間

完全是因為歷史原因，這個指標才會包括在數據表中。

td(on)?：導通延時時間

導通延時時間是從當柵源電壓上升到10%柵驅動電壓時到漏電流升到規定電流的10%時所經歷的時間。

td(off)?：關斷延時時間

關斷延時時間是從當柵源電壓下降到90%柵驅動電壓時到漏電流降至規定電流的90%時所經歷的時間。這顯示電流傳輸到負載之前所經歷的延遲。

tr?：上升時間

上升時間是漏極電流從10%上升到90%所經歷的時間。

tf?：下降時間

下降時間是漏極電流從90%下降到10%所經歷的時間。

開關感應能量

在現實的功率變換器中，由于開關電阻數據難以反應開關能量，ATP很多的MOSFET和FREDFET包含了開關感應能量的數據。這樣對于電源設計人員來說非常方便，他們可以直接對比MOSFET或FREDFET與另外晶體管，甚至是另一種技術的例如IGBT，或者大多數成功應用的功率管在這方面性能。

圖13為開關電感測試電路圖。是一種低占空比的脈沖測試，這樣可以在下一個周期來臨之前使電感的能量完全泄放，自身發熱也就可以被忽略。被測器件和嵌位二極管的溫度可以由溫度強制系統來調節。

圖13.?開關電感損耗的測試電路

下面的測試條件在一個動態特性表格中被定義：VDD如圖13，測試電流，柵驅動電壓，柵電阻，還有結溫。注意的是門極電阻包括驅動柵極IC的阻抗。大部分原因是由于測試電路中二極管的存在，開關時間和開關能耗會隨溫度變化，所以在室溫和高溫的情況下分別進行了數據測試，高溫測試時要將二極管和被測器件一起加熱。曲線圖也會提供開關時間和開關能耗與漏電流和門極電阻的關系曲線。延遲時間和電流上升下降時間與開關電阻的定義一樣。

數據表中的實際開關波形用于解釋被測參數的變化情況，圖14為導通時的波形及定義，由于實際應用電壓和數據表中開關能量的測試電壓之間的不同，開關能量也會不同。例如，如果測試電壓為330伏，而應用電壓為400伏，那么實際的開關能量就是用數據表中的開關能量值乘以400/330。

圖14.?導通波形及定義

開關時間和能量與電路的其他器件和漏感有很大關系。二極管尤其對導通能量產生很多影響。串聯進源極的漏感對開關時間和能量有明顯的影響。因此在數據表中的開關時間和開關能量的值和曲線只是典型情況，這些曲線有可能與實際的電源電路或馬達驅動電路的測試結果有所不同。

Eon?：存在二極管情況下的開關導通能量

Eon為嵌位電感導通能量包含被測器件整流二極管的反向恢復電流產生的導通損耗。注意的是FREDFET，在橋式開關電路應用中，由于體二極管的影響使其不能迅速關斷，所以這種情況下的導通能量是使用快速恢復二極管的的5倍，測試電路和圖13類似。

開關導通能量是對漏電流和漏源電壓的積分，積分范圍是從漏電流上升到測試電流的5%或10%到電壓下降到測試電壓的5%區間。出于儀器分辨率的考慮，在不影響精度和可靠性前提下將積分區間設置在5%到10%的上升電流到5%的下降電壓之間，如圖14。

Eoff?：開關關斷能量

這是嵌位電感關斷能量，圖13為測試電路，圖15為關斷波形和定義。Eoff是對漏電流和漏源電壓的積分，積分范圍是從柵源電源降至90%到漏電流達到0這個區間。測試關斷能量的方法與JEDEC（全球半導體標準組織）的24-1號標準一致。

圖15.?關斷波形及定義

熱-機械特性

RθJC：結到管殼的熱阻

熱阻是從芯片的表面到器件外部之間的電阻，功率損失的結果是使器件自身產生熱量，熱阻就是要將芯片產生的熱量和功耗聯系起來。注意ATP的熱阻測試顯示管殼的塑料部分與金屬部分的溫度相同。

最大的RθJC值留有一定的裕度以應對生產工藝的變化。由于制作工藝的提高，工業上趨向于減小最大R?JC和典型值之間的裕度。通常情況下這個裕度的值不會公布。

ZθJC?：結到管殼瞬態熱阻抗

瞬態熱阻抗主要考慮的是器件的熱容，所以它可以用做評估由于瞬態功率損失所產生的當前的溫度。

熱阻測試儀給被測器件提供不同占空比的脈沖，等待結溫在各脈沖之間穩定下來。這種測試‘單脈沖’瞬態熱阻抗響應。用這種方法我們可以擬合出電阻-電容的模型。圖16為瞬態熱阻抗RC模型。其他一些數據表中電阻電容是以并聯的形式體現的，但這種表示方法是錯誤的。在圖16中，這些電容被接地，器件的值沒有變化。在這個模型中，對于中間級節點沒有實際的物理意義。不同的電阻電容對主要是為了更好的與實際測量的熱阻數據相對應。

圖16.?瞬態熱阻抗RC模型

為了用RC模型對溫度上升時進行仿真，可以提供一個電流源，電流源的幅度就是MOSFET消耗的大小，于是就可以用PSPICE或其他電子仿真軟件隨意設置輸入消耗的功率大小。如圖16所示，通過調節ZEXT（由ZEXT調節到短路），就可以估算結-殼溫度上升情況。

數據表中的瞬態熱阻抗的‘全家福曲線’是根據RC熱阻抗模型用簡單的矩形脈沖仿真得到。圖17為所舉的一個例子。對于一個矩形功率脈沖，你可以用‘全家福曲線’去估算溫度上升的峰值，這種方法在電源中非常常見。然而，由于最小脈沖寬度是10微秒，所以圖標中只是開關頻率小于100 kHz的情況。在更高的頻率可以簡單用熱阻RθJC

圖17?熱阻抗的‘全家福曲線

數據表中的例子推導

假設在一個開關電源的應用中，我們想在200KHz、400V、35%平均占空比的情況下，硬開關電流為15安培，門極電壓為15V，導通時門極電阻為15Ω，關斷時的門極電阻為5Ω。假設我們想讓結溫最大達到112?℃，保持殼的溫度維持在75℃。用一個耐壓500V的器件，在應用電壓和VDSS之間只有100V的裕度。在400V的總線上面，這么小的裕度是足夠的，因為MOSFET很大的雪崩擊穿能力可以使這條總線是安全的。它是一種連續升壓模式，因此沒必要用有更快反向恢復體二極管的FREDFET；用MOSFET的效果也將會很好。你會選那種器件呢？

既然是一個關于高頻的應用，功率MOS 7型將是最好的選擇，讓我們看一下APT50M75B2LL，它的電流能力為57A，比所需開關電流的3倍還多，在高頻開關和硬開關的考慮中應該是優先考慮的。我們將會估算傳輸損耗，開關損耗，和要看是否產生的熱量可以快速散發掉?？偣牡挠嬎愎綖?/p>

在112℃時的RDS(on)是室溫下的1.8倍（參照圖3）。所以傳輸損耗為Pconduction =1.8-0.075Ω：15A：0.35 =10.6W

對于開關損耗，我們可以在圖18中看到在125℃下開關損耗和電流的關系圖。即使我們應用的要求最大值為112℃結溫，這個圖表已經足夠能滿足需要，因為電路中除了二極管對溫度比較敏感外，MOSFET的開關能量受溫度影響比較小，所以在112℃?和?125℃之間將不會發生大的變化。在任何情況下，我們都是在進行保守的估算。

圖18. APT50M75B2LL的感應開關損耗

從圖18可以看出，在15A時，Eon大約為300 μJ, Eoff大約為100 μJ。這些是在330V的情況下測試得到。而我們的應用電壓為400V。所以開關能量可以計算為：

圖18中的數據是在導通時門極電阻為15Ω和關斷時的門極電阻為5Ω的情況下測得。所以我們可以得到開關能量隨門極電阻變化曲線。如圖19.

圖19.?開關能量?VS?門極電阻

即使圖19中測試電流比我們應用電流要大，對于我們的情況，開關能量可以從圖19中按一定比例得到。從5Ω?到?15 Ω，Eon變化的系數為1.2（大約1500μJ / 1250μJ，在圖19中可以看到）。電壓的修正數據可以查看圖18，我們得到Eon =1.2-364μJ = 437μJ

開關損耗為

Pswitch = fswitch：( Eon + Eoff) = 200kHz-(437μJ +121μJ) = 112W

Pconduction +Pswitch = 123W ,這個數據在要求結溫小于112℃，殼溫75℃的范圍之內。所以APT50M70B2LL滿足這個應用例子的要求。用同樣的計算方法可以看看是否小一點的MOSFET可以滿足要求。實際應用中的開關損耗要比單個器件的損耗要高的多。為了保持殼溫為75℃，可以在殼和散熱片之間使用用陶瓷結構（用于電隔離）。MOSFET的優勢在于它的諧振緩沖特性技術，可以不用擔心電壓和溫度對MOSFET的影響，減小開關損耗。

審核編輯：湯梓紅