什么是運算放大器？

1、什么是運算放大器？ Op-amp”表示“運算放大器”。之所以稱為運算放大器是因為其應用于各種運算操作，例如比較、加法、減法、微分和積分等各類運算。

圖1-1顯示了運算放大器的電子符號。運算放大器有五個端子：1）同相輸入；2）反相輸入；3）輸出；4）正電源；及5）負電源。這里“反相”和“同相”表示相對于輸出的極性。

施加于同相輸入端的電壓相對于反相輸入電位放大了AV倍。輸出端與同相輸入端具有相同的相位。

施加于反相輸入端的電壓相對于同相輸入電位也放大了AV倍。輸出端與反相輸入端具有相反的相位。

因此，輸出端提供的電壓等于反相輸入端與同相輸入端之間的電壓差乘以AV。因此，當反相輸入端與同相輸入端具有相同電壓和相位時，輸出電壓變為零。當反相輸入端與同相輸入端具有相同電壓但相位相反時，輸出端與同相輸入端同相，所得到的電壓等于二者的電壓差乘以AV后的兩倍。

盡管結構很簡單，但運算放大器仍具有接近理想狀態的放大器特性。因此，運算放大器廣泛適用于各種物聯網家用電器和其它電子應用領域的各類用途。例如，運算放大器用于放大來自傳感器和測量儀器的模擬信號。

1-1運算放大器的特性（什么是理想的運算放大器？） 通常，放大器應既不影響前級電路，也不受后級電路影響。因此，放大器應具有高輸入阻抗和低輸出阻抗。

運算放大器的特性恰好接近這些要求。下面比較了理想和實際的運算放大器：

盡管現實中不存在理想運算放大器，但您可在設計階段的早期假設理想運算放大器。但在進入詳細設計階段后，您應考慮理想運算放大器與實際運算放大器之間的差異。
例如，如果運算放大器的輸入阻抗較低，則其輸入電壓來自該運算放大器的輸入阻抗以及前級設備的輸出阻抗。運算放大器的低輸入阻抗也會影響其反饋回路。如果運算放大器的輸出阻抗較大，則其輸出電壓來自該運算放大器的輸出阻抗及其負載的阻抗。

但在典型應用中，運算放大器的輸入阻抗與前級電路的輸出阻抗相比可忽略不計，而運算放大器的輸出阻抗與后級負載的阻抗相比也可忽略不計。因此，這些阻抗通常沒有重大影響。上面顯示的其它參數亦如此。

但有必要在創建詳細設計時檢查其影響。

1-2運算放大器的內部操作 圖1-2顯示了運算放大器的簡化等效電路。如您所見，運算放大器由多個MOSFET組成。為使CMOS運算放大器正常工作，這些MOSFET必須在飽和區工作。圖1-3顯示了MOSFET的飽和區。

MOSFET在該區域內的工作方式如下： 隨著柵極-源極電壓的升高，漏極電流增大。 隨著漏極-源極電壓的升高，漏極電流略微增大。漏極電流的細微變化會引起漏極-源極電壓的顯著變化。

運算放大器各部分的功能如下： 差分輸入對：放大VIN (+)輸入端與VIN (-)輸入端之間的電壓差 電流鏡：為構成差分輸入對的Qp1和Qp2提供等量電流。電流鏡用作差分輸入對的負載電阻。電流鏡的輸出端（即差分輸入對的漏極端子）通常具有高阻抗，很難用典型電阻器獲得這么高的阻抗。因此，第一級差分放大器具有高增益。這種由晶體管構成的電阻負載稱為有源負載。

電流源：確定流向差分輸入對和共源放大器的電流量。電流源用作共源放大器的有源負載。 共源放大器：為連接至輸出端的外部負載提供驅動電流，并補償第一段差分放大器的增益。 在介紹運算放大器的操作之前，我們先討論電流鏡中Qn1的漏極電壓。Qn1的漏源電壓（VDS_n1）與漏極-柵極電壓（VDG_n1）相等。圖1-4顯示了滿足VDS = VDG的條件。由于生成的曲線看似二極管的IF-VF曲線，故Qn1的連接稱為二極管連接。在圖1-4中，漏極電流較大，因為它是具有大溝道面積的分立N溝道MOSFET的ID-VDS曲線。IC的內部MOSFET的漏極電流比該電流低兩至三個數量級。

如圖1-4所示，當漏極電流超過某點（當VDS為1.5V或更高時）后，漏極電流的細微變化幾乎不會影響漏源電壓。

接下來，我們來看下電流源的工作原理。首先，我們來考察一個無電流源的電路，如圖1-6所示。后續共源放大器與先前的運算放大器相同。

對差分輸入端VIN(+)和VIN(-)施加相等的電壓（VDD – VIN）。故VSG = VIN。此時，當漏極電流（ID_p1）導通時，Qp1的漏極電壓穩定在VSD_p1＋VDS_n1＝VDD的電壓處。由于ID_p1被電流鏡復制，由Qp2和Qn1組成的電路與其具有相同的電壓關系。
假設施加于VIN(+)和VIN(-)的電壓升高了ΔV，增至（VDD – VIN + ΔV）。由于圖1-6的電路有一個電流鏡，故等量電流流向差分輸入對。但如果沒有電流源，流向差分輸入對的電流會等量減少。因此，連接至共源極放大器的Qn2的漏源電壓也相應降低。

相當于降低了共源放大器Qn3的柵極-源極電壓（VGS_n3）。共源放大器有一個電流源（Qp4），該電流源使漏源電壓（VDS_n3）升高以抵抗VGS_n3的下降，從而保持電流恒定。換言之，即使VIN(+)和VIN(-)輸入端具有相同電壓和相位，輸出電壓（VOUT）也會升高。當數據表中所示范圍內的共模輸入（相同輸入電壓）施加于VIN(+)和VIN(-)時，運算放大器必須具有恒定輸出。圖1-6所示的電路無法滿足此要求。 接下來，我們來看下帶有恒流源（Qp3）的電路（圖1-2所示的電路）。例如，假設施加于VIN(-)和VIN(-)的輸入電壓升高了ΔV，增至（VDD – VIN + ΔV）。由于此電路有一個電流源，故流入差分輸入對的電流保持不變。因此，Qn1的漏源電壓（VDS_n3）保持不變。同理，VDS_n2保持不變。因此，對于共模輸入電壓，輸出電壓均保持恒定。

（Qp3的VSD_p3補償ΔV。由于電流源的源漏電壓發生變化，故流向差分輸入對的電流也會相應變化。由于電流源的漏源電壓發生變化，故漏極電流（ID）也相應變化。但ID僅隨VDS略微變化。故ID無顯著變化。）

因此，當共模輸入電壓施加于VIN(+)和VIN(-)時，電流源的作用就是保持輸出電壓恒定。 ? 接下來，我們來看下對VIN(+)和VIN(-)施加不同電壓的情況。 假設VIN(+)和VIN(-)最初具有相同電壓（VDD – VIN），然后VIN(-)電壓升高了ΔV。 VSG_p1降低，導致ID_p1減小了ΔIp1。然而，如上所述，Qn1具有二極管連接。因此，VDS_n1保持不變。故Qp1的漏極電壓保持不變。 電流鏡將減少的ID_p1復制到Qn2的漏極電流（ID_n2）。 這自相矛盾，因為電流源中Qn3的漏極電流（ID_p3）保持不變。因此，Qn2的漏極電壓（VDS_n2）升高，以增大流經Qn2的電流。 您可能認為VDS_n2的升高會導致VSD_p2降低，從而導致ID_p2減小。但請注意，來自電流源（ID_p3）的電流保持不變。由于ID_p1減小了ΔIp1，故ID_p2應增大而非減小。因此，Qp2的源極電壓升高。 Qp1的源極-柵極電壓（VSG_p1）升高，導致其漏極電流（ID_p1）增大。 ID_p1被復制到Qn2（ID_n2）的漏極電流。隨后，運行返回至步驟3。 最終，Qn2的漏極電壓（VD_n2）從初始電壓開始升高。

增加的VD_n2被轉移至后續的共源放大器。

共源放大器的VGS_n3升高，導致ID_n3增大。但ID_n3的增大受到電流源的Qp4的限制。由于VGS_n3的升高不會導致ID_n3增大，故Qn3的漏源電壓（VDS_n3）降低。

這意味著當VIN(-)電壓升高時，VOUT電壓會降低。

使用運算放大器

如圖2-1所示，運算放大器具有高增益。增益取決于頻率。增益也因器件而異，并受溫度和其它環境條件的影響。因此，運算放大器通常與負反饋一起使用。根據條件，負反饋變為正反饋，導致反饋回路異常振蕩。
第2節介紹了在考慮放大器電路時必需的反饋振蕩、使用運算放大器的基本放大器電路、虛擬短路。 反饋（正反饋和負反饋） 開環增益和閉環增益 振蕩 基本放大器電路 虛擬短路（虛擬接地）

2-1反饋（正反饋和負反饋） 運算放大器通常與負反饋聯用。

本節簡要介紹了負反饋。反饋環有兩種類型：正反饋和負反饋。

例如，可將正反饋與以下循環進行比較： 1）你努力學習，成績相應提高。

2）隨著你的成績提高，學習的樂趣增加，您學習更多。

3）你的成績進一步提高。 換言之，正反饋是進一步增加輸出端細微變化影響的一個過程。

相反，可將負反饋比作以下循環： 1）你努力學習，因此成績相應提高。

2）你花更少的時間學習，而休閑娛樂時間增加。

3）你的成績下降。

4）你的休閑娛樂時間變少，而學習時間增加。

5）您的成績回到先前的水平。 這是試圖使結果（即該示例中的成績）保持不變的一個過程。此過程稱為負反饋。 圖2-2顯示了一個帶反饋的放大器電路，由一個放大器、一個反饋電路和一個加法器（或一個減法器）組成。其中，AV表示放大器的開環增益，B表示反饋系數。

放大器放大輸入信號并輸出放大信號。部分輸出通過反饋電路和加法器返回至放大器的輸入端。

當Vin變化時，負反饋會改變放大器的輸入，以抵消Vin變化的影響。相反，正反饋會增加Vin變化的影響。

輸出（Vout）等于Vin和反饋信號之和乘以放大器的開環增益： Vout＝AV×（Vin＋B×Vout） 可將此公式改寫為： Vout＝AV×Vin/（1－AV×B） 如果反饋信號（AV×B×Vout）與VIN信號同相，則放大器電路具有正反饋。如果反饋信號與VIN信號反相，則放大器電路具有負反饋。 正反饋：Vout＝AV×Vin/（1－|AV×B|）

負反饋：Vout＝AV×Vin/（1＋|AV×B|） 盡管運算放大器的開環增益非常高，但由于開環增益仍取決于頻率，故難以使用此開環增益（詳見第2.2節）。因此，運算放大器通常與負反饋一起使用。負反饋導致其增益大幅下降。另一方面，負反饋增加了使增益曲線保持平緩的頻帶寬度并減小了輸出阻抗。此外，負反饋為創建易于操作的放大器創造了條件，因為它可以補償增益變化。 正反饋通常不用于放大器。例如，正反饋用于為振蕩器和比較器提供滯后性。（如果您對此感興趣，詳見常見問題（FAQ）：“如何實現比較器遲滯性（施密特觸發器）？

2-2開環增益和閉環增益（增加放大器的帶寬） 如圖2-3所示，運算放大器的開環增益（GV）頻率特性與一階RC 低通濾波器的頻率特性相同。在高于轉角頻率（即fC；在此頻率下，開環增益比直流增益低3dB）的頻率下，開環增益以每倍頻程6dB（每十倍為20dB）的速率下降。在此頻率范圍內，當頻率加倍時，運算放大器的分貝開環增益（GV）會減小6dB（即線性開環增益（AV）減半）。故： fc×AV＝常量 增益等于1（0dB）的頻率稱為單位增益交叉頻率（fT）。因此，上述等式可重新表述為以下等式。這稱為增益帶寬積（簡稱為GBWP、GBW、GBP或GB）。 fc×AV＝fT 請注意，此等式在開環增益會以每倍頻程6dB的速率下降的頻率范圍內成立。

現在，我們來看下將頻率為2±1kHz的輸入信號施加于具有圖2-3所示頻率特性的運算放大器時會發生什么情況。這種條件下的運算放大器，3kHz的增益比1kHz的增益約低10dB。這種情況下通常不能使用運算放大器。負反饋解決了此問題。

輸入端（Vin）與輸出端（Vout）具有以下關系。這種關系稱為閉環增益（用dB標度表示為GCL，用線性標度表示為ACL）。20log規則用于將線性電壓增益轉換為分貝電壓增益：G＝20×log A。 Vout/Vin＝ACL＝AV/（1＋AV×B）

　　　　　　? ? ＝1/{B（1 + 1/AV×B）} 其中，AV表示放大器的開環增益，B表示反饋系數。（AV×B）稱為環路增益。分母（1＋AV×B）稱為反饋量。在負反饋情況下，AV× B＜0。運算放大器的AV非常高。故|AV×B| >>1。因此，反饋量的計算公式為（1＋AV×B）≈AV×B（環路增益）。故可將上述等式簡化為以下等式： Vout/Vin＝ACL＝1/B 圖2-5顯示了這種關系。運算放大器的帶寬為fC。通過負反饋，其閉環帶寬擴展至fCL。根據下列增益帶寬積公式計算出fCL： fCL＝fT/ACL

當閉環增益（GCL）或帶寬（fCL）不足時，需選擇fT較高的運算放大器。 2-3振蕩 如圖2-6所示，運算放大器通常與反饋電路一起使用。如第2.1節所述，反饋分為兩類——正反饋和負反饋。當運算放大器用作放大器時，其被配置為負反饋。需注意反饋電路的振蕩。

作為振蕩來源的信號或噪聲在某些條件下有可能發展為振蕩。下面簡要介紹振蕩。

施加于輸入端的振蕩來源通過放大器和反饋電路。然后，加法器將其添加至Vin輸入端。因此，加法器的輸出會大于初始狀態。隨著此過程的重復，振蕩來源增大，從而引發振蕩。這就是正反饋的特性。

當您使用負反饋時，您可能認為振蕩無關緊要。即使針對被放大的信號采用負反饋，其在較高頻段也有可能變為正反饋。

設運算放大器的開環增益為AV，反饋系數為B，則反饋電路的傳遞函數表示如下。AV和B均為復數。 Vout＝AV/（1＋AV×B）×Vin 在負反饋電路情況下，AV×B＝＋|AV×B|。因此，如第2.1節所述，Vout提供穩定的輸出。但由于所有電路都有延遲，故輸出相位在高頻時滯后于輸入相位。

當輸出相位滯后達到180度時，反饋電路變為正反饋回路。

如下圖所示，輸出的波形（Vout）會有所不同，取決于正反饋的環路增益（|AV×B|）的大小（即當來自反饋電路的信號與輸入信號同相位時）。當振蕩來源施加于輸入端時，會發生阻尼振蕩、持續振蕩或爆發性振蕩，具體取決于振蕩來源頻率下|AV×B|的大小。持續振蕩通常稱為振蕩。由于開環增益（AV）受放大器動態范圍的限制，因此爆發性振蕩最終會減弱為持續振蕩。 ?

當環路增益（AV×B）滿足以下條件（即傳遞函數的分母變為零）時，會發生持續振蕩。此條件稱為巴克豪森振蕩條件（或簡稱為振蕩條件）。 振幅條件：Re（AV×B）＝-1 相位條件：Im（AV×B）＝0 請注意，爆發性振蕩最終會減弱為如上所述的持續振蕩。因此，導致異常振蕩的振幅條件如下： 振幅條件：Re（AV×B）＜-1 如圖2-8所示，由于內部寄生電容，運算放大器具有一階延遲元件（與一階低通濾波器的情況一樣）。

對于典型的運算放大器，開環增益響應的截止頻率介于10Hz至100Hz之間。在此頻率范圍內，輸出相位滯后45度。在開環增益以每倍頻程6dB的速率減小的頻率范圍內，相位滯后為90度。
如果增益-頻率關系曲線具有這種特性（只有一個主極點），則會在發生振蕩前保留90度的余量。因此，不太可能發生振蕩。 ?

運算放大器實際上有多個極點。圖2-9所示的截止頻率（fc）稱為主極點。接近單位增益交叉頻率（fT）的fc2處的頻率極點稱為第二極點。雖然較高頻率下有更多極點，但他們不會產生任何實際問題。

如圖2-9所示，開環增益曲線的斜率在fc2處從每倍頻程6dB變為每倍頻程12dB。相位滯后也進一步增加了45度。當fc2高于單位增益交叉頻率（fT）時，這種相位滯后不會導致任何問題。但即使fc2低于fT，在將運算放大器用作單位增益放大器（例如，電壓跟隨器）時仍應小心謹慎。（如果運算放大器的數據表顯示其可與單位增益聯用，則在高于fT的頻率下其具有第二極點。）

為避免異常振蕩，應在開環增益以每倍頻程6dB的速率減小的頻率范圍（fc至fc2）內使用運算放大器。但請注意，在接近fc2的頻率下，運算放大器會受第二極點影響，從而導致功率損耗和相位延遲。為完全避免其影響，閉環帶寬（fCL）應小于fc2的五分之一。 以上是對運算放大器本身振蕩的介紹。

還必須確保外部電路也無振蕩（例如，相位延遲）。

例如，這種考慮適用于由運算放大器驅動電容性負載的應用。如果電容性負載導致的截止頻率在環路增益大于1的范圍內，則會發生振蕩。為防止振蕩，需在電容器上串聯一個電阻器。即使運算放大器未連接負載，仍應注意導線或其它電容。盡量縮短從運算放大器輸出端至后續器件的導線長度以及反饋回路的導線長度。

2-4運算放大器的基本應用 按照最基本的形式，運算放大器用作同相放大器（圖2-10）和反相放大器（圖2-11）。如上一節所述，同相放大器和反相放大器都有負反饋（輸出端連接至VIN(-)）。

閉環增益（ACL）如下圖所示。可使用下一節中描述的虛擬短路（亦稱為虛短、虛擬接地或虛短路）概念輕松計算出增益。
同相放大器的輸入阻抗非常高，因為其輸入端直接連接至運算放大器。相反，反相放大器的輸入阻抗低于同相放大器的輸入阻抗，因為VIN(-)和VIN(+)具有相同的電位，因為他們實際上為虛擬短路狀態并且R1作為輸入阻抗。

圖2-12顯示了一個電壓跟隨器。可將電壓跟隨器視為一個具有無窮大電阻R1且R2為零的同相放大器。由于電壓跟隨器的增益較低（單位增益，AV＝1），因此其帶寬較寬。因此必須要小心，因為電壓跟隨器容易受第2.3節“振蕩”中介紹的第二極點影響。大多數運算放大器可用作單位增益放大器，因為其在充分大于單位增益交越頻率（fT）的頻率下具有第二極點。而導線或負載電容可能會使其發生振蕩。如果給定運算放大器的數據表顯示其可在單位增益下使用，則其可用作電壓跟隨器。如欲將任何其它運算放大器用作電壓跟隨器，請聯系東芝的銷售代表。 此外，運算放大器具有多種應用，包括差分放大器（減法電路）以及加法器和積分器電路。 ?

2-5虛擬短路（虛擬接地） 使用虛擬短路（亦稱為虛擬短路或虛擬接地*）的概念可輕松計算出具有負反饋的運算放大器的閉環增益。

虛擬短路概念是指當具有較大開環增益時，無論輸入信號如何，具有負反饋的運算放大器的VIN (+)端子和VIN (-)端子其電位幾乎相同。 請考慮以下事項，直觀地理解虛擬短路。

運算放大器將VIN(+)和VIN(-)之間的電壓差放大100,000倍或以上（稱為開環增益）。但真正的運算放大器的輸出是有限的。因此，當使用運算放大器的放大器獲得無失真輸出時，VIN(+)輸入端與VIN(-)輸入端之間的電壓差應能忽略不計。

在圖2-16所示的負反饋放大器（反相放大器）情況下，由于輸出端與輸入端之間的連接方式，輸出增加導致輸入減少。因此，輸出信號介于電源和接地端之間。（例如，假設一個反相放大器的輸入電壓為1 此時，運算放大器以100,000的開環增益運行。由于輸出電壓為3Vpp，故輸入電壓為3Vpp/100,000＝30μVpp。因此，VIN(-)?≈ VIN(+)。

接下來，我們通過簡單計算來理解這一點。圖2-16顯示了使用運算放大器的負反饋放大器（反相放大器）。 ?

假設運算放大器為理想放大器。則會出現以下情況： 無窮大開環增益（AV） 無窮大輸入阻抗 零輸出阻抗 由于輸入阻抗無窮大，流經R1的所有電流（i1）都流經R2。 i1＝（Vi?– VIN(?)）/R1＝（VIN(?)－Vo)/R2????????? （1） 由下式得出運算放大器的輸出電壓：Vo ＝AV×（VIN(+)?– VIN(?)）（2）

根據等式1和等式2，VIN(+)計算如下：

于輸出阻抗為零，我們通過公式3得到VIN(＋)＝VIN(?)。

因此，VIN(?)輸入端的電壓等于連接至GND的V IN(＋)輸入端的電壓。

在這種情況下，VIN(?)輸入端的狀況即稱為虛擬短路。 *廣義上看，虛擬接地是電路的一個節點，該節點保持在一個穩定的基準電位，不直接連接至電源或接地。在圖2-16的電路中，VIN(-)稱為虛擬接地，因為其實際上等于GND。 接下來，讓我們使用虛擬短路和理想運算放大器計算圖2-17中所示的同相放大器的閉環增益（AV）。我們將輸出電壓（Vo）表示為Vi的函數。根據虛擬短路概念，VIN(-)＝VIN(+)＝Vi。 因此，流經R1的電流（i1）計算如下： I1＝VIN(-)/R1＝Vi /?R1 ?

無電流流向運算放大器輸入端，因為其具有無窮大阻抗。設流經R2的電流為I2，I1＝I2。故R2兩端的電壓（VR2）為： VR2＝R2×I2＝R2×Vi/R1 故Vo計算如下： Vo＝VR1＋VR2

＝Vi＋R2×Vi?/R1＝Vi×（R1＋R2）/R1 AV＝Vo/Vi?＝（R1＋R2）/R1 您可輕松得到閉環增益等式。 ?

也可用相同方式計算出圖2-18所示的反相放大器的閉環增益（AV）。 VIN(-)＝VIN(+)＝0V（GND）

I1＝V1/R1＝I2

Vo＝VR2＝R2×I2＝R2×V1/R1 故閉環增益為： AV＝Vo/Vi＝R2/R1 ?

電氣特性

當運算放大器用作放大器時，共模輸入電壓范圍表示其正常運行時的輸入電壓范圍。當運算放大器用于放大來自傳感器或其它器件的微小信號時，傳感器分辨率對傳感器的作用相當于輸入補償電壓或共模輸入信號抑制比（CMRR）對運算放大器產生的影響。最小分辨率取決于噪聲量。

?

3-1輸入補償電壓（VIO） 圖3-3顯示了無補償電壓源（VIO）的理想運算放大器。當共模輸入電壓同時施加于VIN(+)和VIN(-)時，輸出（Vo）電壓理論上變為VDD/2。但實際上其與VDD/2之間有一個小誤差。輸入補償電壓（VIO）是在VIN(+)與VIN(-)之間施加的將Vo誤差降至零所需的電壓。輸入補償電壓的定義類似于下一節詳細介紹的共模輸入信號抑制比（CMRR）的定義。

在實際應用中，輸入補償電壓乘以閉環增益（ACL）后會被加入輸出電壓中。因此，在傳感器電路情況下，最大輸入補償電壓必須低于其最小靈敏度。 我們來看下輸入補償電壓為VIO的運算放大器。如圖3-3所示的輸入補償電壓測試電路顯示，可將該運算放大器視為理想的運算放大器，外部VIo電壓源連接至VIN(-)。

VIN(＋)電壓變為VDD/2。根據虛短概念，VIN(-)電壓也變為VDD/2。

因此，R1與R2交叉處的電壓變為VDD/2－VIO。在理想運算放大器情況下，I1＝I2。 I1＝（VDD/2－VIO－VDD/2）/R1＝- VIO/R1＝I2
VO＝VDD/2－VIO＋（–VIO/R1）×R2

＝VDD/2－VIO×（R1＋R2）/R2 可將此公式改寫為下列等式，以計算VIO： VIO＝（VDD/2－VO）×R1/（R1＋R2） 請注意，電阻器有一定的容限。實際測量時應使用實測電阻值。

VIO是VIN(-)與VIN(+)之間的差分電壓。因此，當運算放大器與閉環聯用時，將此輸入補償電壓（VIO）乘以閉環增益后得到的電壓將被添加到理想輸出電壓中。由于VO電壓因器件而異，故在創建電路設計時需考慮最大補償電壓。如果超出系統的容限，則需修改電路結構以減少輸入補償電壓的影響或選用輸入補償電壓較低的運算放大器。 ?

交流耦合電路是能降低輸入補償電壓影響的最簡單的電路形式。圖3-4顯示了一個交流耦合反相放大器。當電容器C1以這種方式連接時，由于輸入補償電壓引起的電流不會流經R1。因此，輸入補償電壓的直流增益為1，因此對VO的影響較小。

3-2共模輸入電壓范圍（CMVIN）和共模輸入信號抑制比（CMRR） 差分放大器的共模輸入信號抑制比（CMRR）是一個指標，用于表示其抑制在VIN(-)端和VIN(+)端處具有相同振幅和相位的兩個信號或噪聲（共模噪聲）的能力。用以下等式表示。共模輸入信號抑制比的測試電路如圖3-5所示。

共模輸入電壓范圍（CMVIN）是指在規定條件下滿足規定CMRR的輸入電壓多范圍。東芝的運算放大器數據表中列明了直流條件下的CMRR值。

其中，VIN1和VIN2分別表示CMVIN的最大值和最小值，VOUT1和VOUT2分別表示VIN1端和VIN2端的輸出（VO）電壓。

從圖3-5可以看出，上一節介紹的輸入補償電壓（VIO）是特殊條件（VIN＝VDD/2）下的CMRR值。

運算放大器的運行方式如第1.2節所述。如圖3-6所示，典型運算放大器的差分輸入對由P溝道MOSFET組成。隨著VIN(+)電壓和VIN(-)電壓的升高，電流源中Qp3的漏源電壓不斷降低，導致流向差分輸入對和電流鏡的電流略微減小。圖3-7顯示了分立P溝道MOSFET的一個ID-VDS曲線示例。例如，假設最初VDS＝ -1.5V且ID＝80mA。隨著MOSFET的漏極電流減小，其漏源電壓在飽和區呈非線性變化。

盡管運算放大器IC的內部器件的放置和制造方式保證了MOSFET的均勻性，但其在微觀層面并不完全對稱。此外，半導體芯片先貼裝在封裝的金屬框架上，再焊接至印刷電路板。因此，施加于運算放大器IC的每個元件上的機械應力略有不同。這些因素導致差分輸入對的P溝道MOSFET之間的閾值電壓略有不同。因此，漏極電流的減小會導致其漏源電壓發生不同的非線性變化。因此，如圖3-8所示，輸入補償電壓在共模輸入電壓范圍內相對于輸入電壓（VIN）有一個斜率。因此，CMRR值是在最大和最小共模輸入電壓下計算得出的。

3-3運算放大器的內部噪聲 運算放大器用于放大來自傳感器或其它器件的微小信號。噪聲加至這個微小信號中，并被運算放大器放大。因此，噪聲會降低傳感器的靈敏度和精度。

與運算放大器相關的噪聲分為由電磁干擾和外部器件導致的外部噪聲以及內部噪聲。本節重點介紹運算放大器的內部噪聲。 將兩種內部噪聲定義為等效輸入噪聲： 取決于頻率的1/f噪聲：電阻器產生的熱噪聲以及半導體中自由移動的載流子產生的散粒噪聲 與頻率無關的白噪聲：由晶體缺陷導致的閃爍噪聲以及突發噪聲 圖3-9顯示了運算放大器的噪聲頻率特性，圖3-10顯示了一個實測等效輸入噪聲電壓示例。圖3-10比較了東芝的TC75S51通用運算放大器和TC75S67低噪聲運算放大器。

通用運算放大器的白噪聲約為30nV/√Hz，轉角頻率為300Hz，而低噪聲運算放大器的白噪聲約為6nV/√Hz，轉角頻率為100Hz。 ?

1/f噪聲和白噪聲均出現在運算放大器的輸入端，并且都被定義為等效輸入噪聲電壓。等效輸入噪聲被增益放大并出現在輸出端。需特別注意低頻噪聲，因為它的電壓取決于頻率。 為放大微小信號，有時會級聯多個放大器以防止異常振蕩。我們來看下每個放大器級如何影響出現在級聯放大器輸出端的噪聲。

圖3-11顯示了一個三級級聯放大器。

如圖3-11所示，可按下式計算輸出信號功率（PSout3）和輸出噪聲功率（PNout3）。

如您所見，第一級放大器的輸入噪聲（PNin）和等效輸入噪聲（PN1）對輸出噪聲的影響最大。 用以下等式表示輸出信號功率（PSout3）和輸出噪聲功率（PNout3）： PSout3＝G1×G2×G3×PSin
PNout3＝G1×G2×G3×（PNin+PN1）＋G2×G3×PN2＋G3×PN3 因此，可按下式計算噪聲系數（F，這是一個噪聲的度量）：

第二級放大器的等效輸入噪聲（PN2）除以第一級增益（G1），而第三級放大器的等效輸入噪聲（PN3）除以第一級增益和第二級增益（G1和G2）。因此，各放大器連續級的輸入噪聲對輸出PNout3的影響逐漸降低。如本例所示，應在第一級使用低噪聲放大器以減少其噪聲的影響。

3-4噪聲增益和信號增益 上一節介紹了運算放大器產生的不同類型的噪聲。如前所述，運算放大器的內部噪聲是指等效輸入噪聲電壓。圖3-12顯示了一個簡化等效電路。三角形代表的運算放大器為理想的運算放大器。由于圖3-12中將等效輸入噪聲電壓（VNI）表示為VIN(+)與VIN(-)之間的一個電壓差，故VNI與VIN(+)或VIN(-)是否串聯插入無關緊要。

接下來，我們來看下使用此模型的同相放大器和反相放大器。

圖3-13顯示了一個反相放大器，圖3-14顯示了一個同相放大器。反相放大器和同相放大器都有一個等效輸入噪聲源（VNI），其與理想運算放大器的Vin(-)輸入端串聯。如第2.4節和第2.5節所述，這些放大器的信號增益為AV。

利用疊加原理，可分別考慮信號源和噪聲源。讓我們計算噪聲源的增益。此時，根據疊加原理，Vi被視為短路。
由于VIN(+)輸入端在圖3-13中已接地，故VIN(-)輸入端也可視為接地。因此，R1和R2交叉處的電位變為VNI。

由于流經R1的電流（I1）不會流向運算放大器，所有I1全部流經R2。 I1＝VNI/R1 因此， VO端的噪聲電壓（VNO）計算如下： VNO＝VNI＋R2×VNI/R1＝VNI×（1＋R2/R1） 由于噪聲增益（AN）等于VNO/VNI， AN＝1＋R2/R1 由此，運算放大器中產生的噪聲增益可能不同于信號增益。此增益稱為噪聲增益。 可以如下方式使用噪聲增益的概念： 將等效輸入噪聲轉換為輸出噪聲 計算輸入補償電壓對輸出的影響 計算振蕩余量 如上所述，噪聲增益的概念對于使用運算放大器的電路很重要。 接下來，下文簡要介紹了振蕩余量。

除振蕩器外，振蕩是指信號在非預期頻率上發生的意外波動。如第2.3節所述，意外噪聲等振蕩來源通過反饋回路進行循環，逐漸演變為振蕩。

振蕩來源為隨機噪聲。其用作運算放大器的VIN(+)輸入端與VIN(-)輸入端之間的電壓差。換言之，其為前文介紹的等效輸入噪聲電壓（VNI）。

必須根據噪聲增益確定振蕩抗擾度，這一點很重要。如上所述，典型的反相放大器和同相放大器的噪聲增益可使用同相放大器的信號增益等式進行計算。

噪聲增益的概念可用于為振蕩提供余量（即增加噪聲增益）。 圖3-16顯示了使用反相放大器在不改變信號增益的情況下增加振蕩余量的一個示例。

現在我們利用疊加原理分別考慮Vi和VNI。

（當考慮Vi時，VNI被視為短路；當考慮VNI時，Vi被視為短路。） 根據虛短概念，VIN(-)輸入端和VIN(+)輸入端均視為已接地。

因此，由于在信號增益為AV（= Vo/Vi）時R3兩端的電壓等于GND電位，故沒有電流流經R3。因此，AV = -R2/R1，這與基本反相放大器的等式相同。

由于Vi在噪聲增益為AN（= Vo/VNI）時短路，故Vi = R1 // R3。因此，AN = 1 + R2 / (R1 // R3)，高于基本反相放大器的噪聲增益AN = 1 + R2 / R1。這意味著此電路提供了比基本反相放大器更大的振蕩余量。

但由于噪聲增益的概念與輸入補償電壓的概念完全相同，振蕩余量增加也會導致輸入補償電壓相應升高。 ?

審核編輯：黃飛

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