ADI? ? ?Darwin P. Tolentino，產品?測試開發經理

摘要

全差分放大器(FDA)具有差分輸入和差分輸出，其輸出共模 由直流(DC)輸入電壓獨立控制，主要用在數據采集系統中模 數轉換的前端，用于將信號調理為合適的電平以供下一級 （通常是模數轉換器(ADC)）使用。FDA一般采用單芯片設 計，電源電壓較小，因此輸出動態范圍有限。本文將介紹 具有可調共模輸出的高壓低噪聲FDA的設計方法。本文還完 整分析了FDA噪聲，以及其對高性能數據采集系統信號鏈的 總體信噪比(SNR)的影響。

引言

高壓FDA適用于需要寬輸出動態范圍和與高性能FDA類似的交流 (AC)性能的應用。例如，測試和評估具有寬輸入范圍的精密數據 采集信號鏈可能需要高壓FDA。由于電源電壓較小，目前大多數 FDA的輸出電壓范圍一般都很有限。FDA適合用于驅動高性能ADC的輸入，后者通常需要單電源。FDA具有出色交流性能，其SNR 和總諧波失真(THD)十分優異。不過，在失調、軌間擺幅、偏置 電流和漂移性能方面，FDA不如許多更高電壓的精密運算放大 器。但這完全不是問題，因為其滿足ADC驅動要求，而且ADI公司 提供了一系列用于各種應用的ADC驅動器。

FDA支持單端或差分輸入，具有增益，并提供差分輸出，其共模 通常可通過輸出共模輸入引腳(VOCM)進行調整（見圖1）。FDA的優 勢在于擁有更大的輸出動態范圍，最大輸出是輸出軌的兩倍， 并且其噪聲和偶次諧波失真更低。例如，±5 V FDA的最大輸出峰 峰值接近±10 V或20 V p-p。



±18 V電路的輸出大于60 V p-p。ADA4625-1/ADA4625-2是低噪聲JFET放 大器，噪聲和失真性能非常好，并且電源范圍寬達±18 V。需滿 足應用的所有直流和交流性能要求時，使用分立運算放大器設 計FDA可能會很棘手。

要創建差分放大器，比較簡單的方法是使用同相和反相放大器 在輸出端產生差模信號（圖2），但這種方法的缺點是兩個放大 器U1和U2不能以非常對稱的方式運行，因而性能沒有得到優化。



圖2. 單端轉差分電路


更好的方法是將兩個運算放大器配置成差分方式，類似于基本 差分放大器，其中U1和U2共享反饋和增益電阻，增益Av = (RG + 2RF)/RG （見圖3）。



圖3. 差分放大器電路

此配置通過簡化的增益網絡提供平衡輸出，并可通過增益設置 電阻RG輕松調整增益大小。然而，當輸入為單端時，差分輸出 在幅度上將是不對稱的（見圖4）。不對稱輸出會使輸出范圍嚴 重受限，因為其中一個輸出會先于另一個輸出達到供電軌。通 過調整電阻增益網絡使輸出對稱，可以解決此問題（圖5）。請 注意，增益電阻被分成兩部分，即RG1和RG2，并且U2從RG1和RG2的中 心獲得反饋，從而使輸出對稱。增益由下式給出：Av = (RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1。



圖4. 不對稱輸出



圖5. 對稱輸出

添加可調輸出共模 添加可調共模的方法有兩種：一種方法是使用兩個ADA4625器件 為每個輸入添加一個VOCM放大器（圖6和圖7）；另一種方法是僅 使用一個ADA4625-1作為VOCM放大器（圖8和圖9）。這些方法各有 利弊，下文將展開詳細討論。

通過添加放大器U3和U4，所施加的任何直流輸入電壓(V6)都會 加到正負輸入上。由于每個輸入都增加了相同電壓，因此它們 在輸出端表現為直流共模。然而，除了U1和U2差分級會進一步 放大額外噪聲之外，U3和U4還會在電路中產生額外的功耗。不 過，它非常簡單，并且不會影響整體信號增益。對于圖6中的電 路，信號增益為Av = (RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1；對于圖7中的電路，信號 增益為Av = (RG + RF1 + RF2)/RG。



圖6. 采用雙放大器的單端轉差分可調共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍色和綠色）的LTspice?仿真



圖7. 采用雙通道放大器的差分轉差分可調共模電路。右圖為輸入（紅 色）和輸出（藍色和綠色）的LTspice仿真

添加可調VOCM的另一種方法是添加一個放大器，將其輸出加到 每個輸入上。這種方法的優點包括：使用的器件（僅一個放大 器）和電阻更少，以及所添加器件產生的噪聲貢獻更低。實際 上，U3不會產生任何額外噪聲，因為除了來自電阻分壓器R4至 R7的噪聲外，其折合到輸出的噪聲表現為U1和U2輸入的共模。

電阻R3至R7構成電阻加法器網絡，將VOCM加到輸入信號上。R3至 R5將共模加到正輸入信號上，而R6至R8（單端輸入則為R6和R7） 將共模加到負輸入上。請注意，該電阻網絡會衰減輸入信號。 這會降低電路的整體信號增益。對于圖8中的電路，總信號增 益為Av = [(RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1][(R4//R5)/(R4//R5 + R3)]；對于圖9中的電 路，總信號增益為Av = [(RG + RF1 + RF2)/RG][(R4//R5)/(R4//R5 + R3)]。噪聲 分析部分闡明了主要噪聲源，并且根據所需的總增益和設計人 員需重點考慮的其他因素，討論了第二種添加VOCM的方法是否比 第一種方法更有益。



圖8. 采用單放大器的單端轉差分可調共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍色和綠色）的LTspice仿真



圖9. 采用單放大器的差分轉差分可調共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍色和綠色）的LTspice仿真

噪聲分析

在為高性能精密數據采集信號鏈提供激勵時，噪聲是一個關鍵 考慮因素，最終將決定系統在動態范圍和SNR方面的限制。16 位ADC的理論SNR為98 dB（6.02 N + 1.76 dB，N = 位數），這意味著 4.096 Vp輸出（或8.192 V p-p）的等效噪聲約為36 μV rms。這種噪聲 稱為量化噪聲，是由ADC的量化誤差引起的。-98 dB SNR是16位系 統的理想極限，任何性能下降都將是由ADC的輸入或周圍電路的 額外噪聲引起的。以下是單通道和雙通道放大器VOCM全差分電路 中各元器件的噪聲貢獻分析。圖10為具有雙放大器VOCM的FDA電路 噪聲模型。

差分級 — U1和U2噪聲貢獻

ADA4625-1/ADA4625-2的電流噪聲密度非常低，在1 kHz時為4.5 fA/√Hz， 而折合到輸入(RTI)的電壓噪聲在1 kHz時約為3 nV/√Hz，本分析將其 視為寬帶噪聲。U1和U2的電流和電壓噪聲在差分輸出端的總噪 聲貢獻（均方根值）可以表示為：



其中，eNv,U1U2是U1和U2的RTI電壓噪聲引起的輸出電壓噪聲，而eNI,U1U2 是輸入電流噪聲引起的輸出電壓噪聲。對輸入端各分量噪聲的 平方和求平方根(RSS)可以得到RTI電壓噪聲，然后由增益和反饋 網絡RF和RG進行放大。類似地，電流噪聲經過RSS處理后，由RG轉 換為電壓噪聲，再經放大傳輸至輸出。輸入電流噪聲非常小， 其貢獻微不足道，因此電阻和放大器的電壓噪聲是輸出端的主 要噪聲源。




從之前的討論可以得知，隨著增益的提高，放大器的電壓噪聲 很容易成為主導噪聲。使用較小的RG值（例如500 Ω）可以大大 降低電阻的噪聲。

VOCM電路 — U3和U4噪聲

接下來分析圖10中VOCM電路的噪聲。VOCM電路（U3和U4）的總噪聲 （包括電阻噪聲，并忽略每個放大器的輸入電流噪聲）計算方 式如下：



其中，R1//R2為R1和R2的并聯等效電阻。從之前的討論還可以明 顯看出，U3和U4的總噪聲主要由放大器電壓噪聲和電阻噪聲組 成，因此最好保持較低電阻值，以有效減少其對整體噪聲的 貢獻，使放大器噪聲成為唯一的主要噪聲源。VOCM電路輸出端 的噪聲會出現在差分級的輸入端，隨后由差分級放大并傳輸 至輸出端。

VOCM電路 — 單放大器U3噪聲

如前所述，U3輸出端的噪聲作為U1和U2輸入端的共模出現（顯示 為inp和inn，見圖 11），因此不會給差分級帶來噪聲。額外的噪 聲來自電阻R3至R8。仔細檢查可發現，差分級的每個輸入端都 有三個并聯電阻——正輸入端為R3至R5，負輸入端為R6至R8（圖 11c），這也使得電阻的噪聲貢獻非常小。




圖11. 單放大器VOCM噪聲模型

在雙放大器和單放大器VOCM電路這兩種電路中，后者的噪聲貢獻 要低得多，但其整體信號增益較低。此外，它的功耗更低，所 需的放大器也更少。公式7表示圖11中VOCM電路輸出端的噪聲；公 式8表示差分級輸出端變化對U1和U2的對應噪聲貢獻。




綜合考慮 — ADC信號鏈的總SNR

ADC信號的總SNR由模擬前端(AFE)和ADC的總噪聲貢獻決定，其中可 能包括來自其他噪聲源的噪聲。ADC信號鏈的總SNR由下式得出：




其中，VREF被認為是雙極性輸出ADC的正滿量程。

總體而言，信號鏈的總SNR可以用圖12來總結。


圖12. 數據采集前端信號鏈

ADC的噪聲與AFE輸入端的噪聲相結合，會使ADC的實際總SNR低于 理論或理想值。為將AFE的噪聲與ADC的噪聲結合起來，需要將 ADC的SNR轉換為其均方根積分噪聲等效值，如下所示：



例如，ADAQ7767-1的典型SNR為-106 dB，等效有效值噪聲為14.5 μV。


ADAQ7767-1是一款24位數據采集解決方案，帶有集成ADC驅動器 和抗混疊濾波器，增益為1、0.364、0.143 V/V，250 kSPS時噪聲帶 寬(BW)為110 kHz，其陡峭截止頻率主要由其數字磚墻濾波器決 定。ADA4625-1/ADA4625-2的典型寬帶電壓噪聲為3.3 nV?√Hz，因此圖 13中差分級（U1和U2）的輸出噪聲貢獻（噪聲增益為6）為：





ADAQ7767-1的輸入增益級配置設置為0.143 V/V，輸入范圍為±28 V (56 V p-p)。鑒于-106 dB的典型SNR相當于14.5 μv有效值噪聲，將輸入 電路噪聲與器件噪聲相結合可得出如下結果：



輸入電路對系統總噪聲的貢獻非常小，部分原因在于ADAQ7767-1 的輸入增益較小。請注意，110 kHz來自磚墻式數字濾波器，因此 乘以帶寬時無需帶上濾波器帶寬調整因子。根據-106 dB的典型 SNR，信號鏈的最終SNR將為：





使用LTspice對圖13中的輸入電路進行噪聲仿真（圖14），表明 110 kHz帶寬的總有效值噪聲為12.3 μV rms。將其乘以0.143 V/V的增益，得到ADAQ7767-1輸入端噪聲為1.8 μV有效值噪聲，這與計算出 的總輸入噪聲值相同。




圖13. 具有高壓輸入的ADAQ7767-1精密信號鏈




圖14. 圖13所示ADAQ7767-1輸入電路中的LTspice噪聲




表1為使用ADAQ7767-1的其他增益時所得的信號鏈總SNR。


圖13中僅使用了單放大器VOCM電路。該電路可用于向前端信號鏈 系統提供大輸入電壓，而不會對噪聲性能產生顯著影響。雙通 道放大器VOCM電路可以在相同的總信號增益下提供類似的噪聲性 能。噪聲分析部分“VOCM電路 — U3和U4噪聲”中給出的噪聲方程 可用于計算雙通道放大器VOCM電路輸出端的總噪聲，并且可以應 用同樣的方法和概念來計算信號鏈的總SNR。

結論

在本文介紹的電路中使用ADA4625-1/ADA4625-2創建復合FDA，可實 現具有可調共模的低噪聲、高電壓輸出解決方案，進而可以 驅動具有寬輸入范圍的高性能數據采集信號鏈。通過適當配 置差分級的反饋網絡，該方案既能支持單端輸入，也能支持 差分輸入。單放大器VOCM電路功耗更低，使用的放大器更少， 故而優于雙放大器V OCM電路。我們的示例表明，在增益較低 時，FDA電路不會對ADAQ7767-1信號鏈的總SNR產生顯著影響。對 于增益1 V/V、0.364 V/V和0.143 V/V，其輸入范圍分別為±4.096 V、 ±11.264 V和±28 V；增益最低時輸入范圍最寬，并且從該解決方 案中受益最大。

作者簡介

Darwin Tolentino現任ADI公司產品/測試開發經理，常駐在菲律賓甲米地垂亞斯將軍城，主要負責精密μModule? 信號鏈相關業務，該信號鏈為精密數據轉換提供集成式完整解決方案。他于2000年加入ADI公司，起初擔 任產品制造工程師，后來成為產品與測試開發工程師，負責為各種線性和精密產品（如放大器、基準 電壓源和轉換器）設計ATE解決方案。