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從雙11天貓如此大的交易額不難發(fā)現(xiàn)，一套數(shù)據(jù)生態(tài)系統(tǒng)的基本雛形已然形成，接下來的發(fā)展將趨向于系統(tǒng)內(nèi)部角色的細(xì)分。未來主要是市場、系統(tǒng)機制模式、系統(tǒng)結(jié)構(gòu)等領(lǐng)域，從而使得數(shù)據(jù)生態(tài)系統(tǒng)復(fù)合化程度逐漸增強。

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不可不知的ARM技術(shù)學(xué)習(xí)訣竅

工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療系統(tǒng)射頻（ISM-RF）產(chǎn)品的電路設(shè)計往往非常緊湊。為避免常見的設(shè)計缺陷或“陷阱”，需要特別注意這些應(yīng)用的PCB布局。這些產(chǎn)品可能工作在300MHz至915MHz之間的任何ISM頻帶，其接收機和發(fā)射機的RF功率范圍通常介于-120dBm至+13dBm之間。本文主要討論了電感放置的方向、線路耦合、接地過孔以及引線長度、接地、晶體電容、引線電感等諸多問題。引言工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療射頻（ISM-RF）產(chǎn)品的無數(shù)應(yīng)用案例表明，這些產(chǎn)品的印制板（PCB）布局很容易出現(xiàn)各種缺陷。人們時常發(fā)現(xiàn)相同IC安裝到兩塊不同電路板上，所表現(xiàn)的性能指標(biāo)會有顯著差異。工作條件、諧波輻射、抗干擾能力，以及啟動時間等等諸多因素的變化，都能說明電路板布局在一款成功設(shè)計中的重要性。本文羅列了各種不同的設(shè)計疏忽，探討了每種失誤導(dǎo)致電路故障的原因，并給出了如何避免這些設(shè)計缺陷的建議。本文以FR-4電介質(zhì)、厚度 0.0625in的雙層PCB為例，電路板底層接地。工作頻率介于315MHz到915MHz之間的不同頻段，Tx和Rx功率介于-120dBm 至+13dBm之間。表1列出了一些可能出現(xiàn)的PCB布局問題、原因及其影響。表1. 典型的PCB布局問題和影響ProblemCauseEffectLNA/tank circuit arrangement (receiver)Inductor orientationRF feedthroughDegeneration/π-network arrangement (transmitter)Inductor orientationRF feedthroughShared ground vias between legs of π networkVia parasiticsFeedthrough, RF leakageShared ground vias between receiver blocksVia parasiticsCrosstalk, RF feedthrough, RF leakageLong traces for decoupling capacitorsHigher-impedance connectionsReduced decouplingWide component placementIncreased parasitics, ground loopsDetuning, crosstalk, feedthroughColinear traces in the transmitter circuitFilter bypassing, i.e., power amplifier (PA) directly to antennaHarmonics radiationTop-layer copper poursParasitic couplingRF leakage, RF interferenceDiscontinuous ground planeReturn current concentrationCrosstalk, feedthroughCrystal connection trace lengthExcess capacitanceLO frequency pullingCrystal connection trace separationExcess capacitanceLO frequency pullingGround plane under crystal padsExcess capacitanceLO frequency pullingPlanar PCB trace inductorsPoor inductance control 其中大多數(shù)問題源于少數(shù)幾個常見原因，我們將對此逐一討論。電感方向當(dāng)兩個電感（甚至是兩條PCB走線）彼此靠近時，將會產(chǎn)生互感。第一個電路中的電流所產(chǎn)生的磁場會對第二個電路中的電流產(chǎn)生激勵（圖1）。這一過程與變壓器初級、次級線圈之間的相互影響類似。當(dāng)兩個電流通過磁場相互作用時，所產(chǎn)生的電壓由互感LM決定：式中，YB是向電路B注入的誤差電壓，IA是在電路A作用的電流1。LM對電路間距、電感環(huán)路面積（即磁通量）以及環(huán)路方向非常敏感。因此，緊湊的電路布局和降低耦合之間的最佳平衡是正確排列所有電感的方向。圖1. 由磁力線可以看出互感與電感排列方向有關(guān)對電路B的方向進行調(diào)整，使其電流環(huán)路平行于電路A的磁力線。為達(dá)到這一目的，盡量使電感互相垂直，請參考低功率FSK超外差接收機評估 （EV）板（MAX7042EVKIT）的電路布局（圖2）。該電路板上的三個電感（L3、L1和L2）距離非常近，將其方向排列為0°、45°和 90°，有助于降低彼此之間的互感。圖2. 圖中所示為兩種不同的PCB布局，其中一種布局的元件排列方向不合理（L1和L3），另一種的方向排列則更為合適。綜上所述，應(yīng)遵循以下原則：電感間距應(yīng)盡可能遠(yuǎn)。電感排列方向成直角，使電感之間的串?dāng)_降至最小。引線耦合如同電感排列方向會影響磁場耦合一樣，如果引線彼此過于靠近，也會影響耦合。這種布局問題也會產(chǎn)生所謂的互感。RF電路最關(guān)心問題之一即為系統(tǒng)敏感部件的走線，例如輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、接收器的諧振槽路、發(fā)送器的天線匹配網(wǎng)絡(luò)等。返回電流通路須盡可能靠近主電流通道，將輻射磁場降至最小。這種布局有助于減小電流環(huán)路面積。返回電流的理想低阻通路通常是引線下方的接地 區(qū)域—將環(huán)路面積有效限制在電介質(zhì)厚度乘以引線長度的區(qū)域。但是，如果接地區(qū)域被分割開，則會增大環(huán)路面積（圖3）。對于穿過分割區(qū)域的引線，返回電流將 被強制通過高阻通路，大大提高了電流環(huán)路面積。這種布局還使電路引線更容易受互感的影響。圖3. 完整的大面積接地有助于改善系統(tǒng)性能對于一個實際電感，引線方向?qū)Υ艌鲴詈系挠绊懸埠艽?。如果敏感電路的引線必須彼此靠近，最好將引線方向垂直排列，以降低耦合（圖4）。如果無法做到垂直排列，則可考慮使用保護線。關(guān)于保護線的設(shè)計，請參考以下接地與填充處理部分。圖4. 類似于圖1，表示可能存在的磁力線耦合。綜上所述，布板時應(yīng)遵循以下原則：引線下方應(yīng)保證完整接地。敏感引線應(yīng)垂直排列。如果引線必須平行排列，須確保足夠的間距或采用保護線。接地過孔RF電路布局的主要問題通常是電路的特征阻抗不理想，包括電路元件及其互聯(lián)。引線覆銅層較薄，則等效于電感線，并與鄰近的其它引線形成分布電容。引線穿過過孔時，也會表現(xiàn)出電感和電容特性。過孔電容主要源于過孔焊盤側(cè)的覆銅與地層覆銅之間構(gòu)成的電容，它們之間由一個相當(dāng)小的圓環(huán)隔開。另外一個影響源于金屬過孔本身的圓柱。寄生電容的影響一般較小，通常只會造成高速數(shù)字信號的邊沿變差（本文不對此加以討論）。過孔的最大影響是相應(yīng)的互聯(lián)方式所引起的寄生電感。因為RF PCB設(shè)計中，大多數(shù)金屬過孔尺寸與集總元件的尺寸相同，可利用簡單的公式估算電路過孔的影響（圖5）：式中，LVIA為過孔的集總電感；h為過孔高度，單位為英寸；d為過孔直徑，單位為英寸2。圖5. PCB橫截面用于估算寄生影響的過孔結(jié)構(gòu)寄生電感往往對旁路電容的連接影響很大。理想的旁路電容在電源層與地層之間提供高頻短路，但是，非理想過孔則會影響地層和電源層之間的低感 通路。典型的 PCB過孔（d = 10 mil、h = 62.5 mil）大約等效于一個1.34nH電感。給定ISM-RF產(chǎn)品的特定工作頻率，過孔會對敏感電路（例如，諧振槽路、濾波器以及匹配網(wǎng)絡(luò)等）造成不良影響。如果敏感電路共用過孔，例如π型網(wǎng)絡(luò)的兩個臂，則會產(chǎn)生其它問題。例如，放置一個等效于集總電感的理想過孔，等效原理圖則與原電路設(shè)計有很大區(qū)別（圖6）。與共用電流通路的串?dāng)_一樣3，導(dǎo)致互感增大，加大串?dāng)_和饋通。圖6. 理想架構(gòu)與非理想架構(gòu)比較，電路中存在潛在的“信號通路”。綜上所述，電路布局需要遵循以下原則：確保對敏感區(qū)域的過孔電感建模。濾波器或匹配網(wǎng)絡(luò)采用獨立過孔。注意，較薄的PCB覆銅會降低過孔寄生電感的影響。引線長度Maxim ISM-RF產(chǎn)品的數(shù)據(jù)資料往往建議使用盡可能短的高頻輸入、輸出引線，從而將損耗和輻射降至最小。另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數(shù)引起的， 所以寄生電感和電容都會影響電路布局，使用盡可能短的引線有助于降低寄生參數(shù)。通常情況下，10 mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線，如果采用的是FR4電路板，則產(chǎn)生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。對于具有 20nH電感、3pF電容的LAN/混頻器電路，電路、元器件布局非常緊湊時，會對有效元件值造成很大影響?！癐nstitute for Printed Circuits”中的IPC-D-317A4提供了一個行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)方程，用于估算微帶線PCB的各種阻抗參數(shù)。該文件在2003年被IPC-2251取代 5，后者為各種PCB引線提供更準(zhǔn)確的計算方法。可以通過各種渠道獲得在線計算器，其中大多數(shù)都基于IPC-2251提供的方程式。密蘇里理工大學(xué)的電磁兼容性實驗室提供了一個非常實用的PCB引線阻抗計算方法6。公認(rèn)的計算微帶線阻抗的標(biāo)準(zhǔn)是：式中，εr為電介質(zhì)的介電常數(shù)，h為引線距離地層的高度，w為引線寬度，t為引線厚度（圖7）。w/h介于0.1至2.0、εr介于1至15之間時，該公式的計算結(jié)果相當(dāng)準(zhǔn)確7。圖7. 該圖為PCB橫截面（與圖5類似），表示用于計算微帶線阻抗的結(jié)構(gòu)。為評估引線長度的影響，確定引線寄生參數(shù)對理想電路的去諧效應(yīng)更實用。本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線的特征電容標(biāo)準(zhǔn)方程為：舉例說明，假設(shè)PCB厚度為0.0625in （h = 62.5 mil），1盎司覆銅引線（t = 1.35 mil），寬度為0.01in （w = 10 mil），采用FR-4電路板。注意，F(xiàn)R-4的εr典型值為4.35法拉/米（F/m），但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0 = 134Ω，C0 = 1.04pF/in，L0 = 18.7nH/in。對于ISM-RF設(shè)計中，電路板上布局長度為12.7mm （0.5in）的引線，可產(chǎn)生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數(shù)（圖8）。這一等級的寄生參數(shù)對于接收器諧振槽路的影響（LC乘積的變化），可能產(chǎn)生 315MHz ±2%或433.92MHz ±3.5%的變化。由于引線寄生效應(yīng)所產(chǎn)生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達(dá)到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值 達(dá)到426.61MHz。圖8. 一個緊湊的PCB布局，寄生效應(yīng)會對電路產(chǎn)生影響。另外一個例子是Maxim的超外差接收機（MAX7042）的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時為1.2pF和30nH；433.92MHz時為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：評估板諧振電路應(yīng)包括封裝和布局的寄生效應(yīng)，計算315MHz諧振頻率時，寄生參數(shù)分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現(xiàn)為集總電容。綜上所述，布板須遵循以下原則：保持引線長度盡可能短。關(guān)鍵電路盡量靠近器件放置。根據(jù)實際布局寄生效應(yīng)對關(guān)鍵元件進行補償。少數(shù)幾個常見原因4：接地與填充處理#e#接地與填充處理接地或電源層定義了一個公共參考電壓，通過低阻通路為系統(tǒng)的所有部件供電。按照這種方式均衡所有電場，產(chǎn)生良好的屏蔽機制。直流電流總是傾向于沿著低阻通路流通。同理，高頻電流也是優(yōu)先流過最低電阻的通路。所以，對于地層上方的標(biāo)準(zhǔn)PCB微帶線，返回電流試圖流入引線正下方的接地區(qū)域。按照上述引線耦合部分所述，割斷的接地區(qū)域會引入各種噪聲，進而通過磁場耦合或匯聚電流而增大串?dāng)_（圖9）。圖9. 盡可能保持地層完整，否則返回電流會引起串?dāng)_。填充地也稱為保護線，通常將其用于電路中很難鋪設(shè)連續(xù)接地區(qū)域或需要屏蔽敏感電路的設(shè)計（圖10）。通過在引線兩端，或者是沿線放置接地過孔（即過孔陣列），增大屏蔽效應(yīng)8。請不要將保護線與設(shè)計用來提供返回電流通路的引線相混合，這樣的布局會引入串?dāng)_。圖10. RF系統(tǒng)設(shè)計中須避免覆銅線浮空，特別是需要鋪設(shè)銅皮的情況下。覆銅區(qū)域不接地（浮空）或僅在一端接地時，會制約其有效性。有些情況下，它會形成寄生電容，改變周圍布線的阻抗或在電路之間產(chǎn)生“潛在”通 路，從而造成不利影響。簡而言之，如果在電路板上鋪設(shè)了一塊覆銅（非電路信號走線），來確保一致的電鍍厚度。覆銅區(qū)域應(yīng)避免浮空，因為它們會影響電路設(shè) 計。最后，確保考慮天線附近任何接地區(qū)域的影響。任何單極天線都將接地區(qū)域、走線和過孔作為系統(tǒng)均衡的一部分，非理想均衡布線會影響天線的輻射效率和方向（輻射模板）。因此，不應(yīng)將接地區(qū)域直接放置在單極PCB引線天線的下方。綜上所述，應(yīng)該遵循以下原則：盡量提供連續(xù)、低阻的接地區(qū)域。填充線的兩端接地，并盡量采用過孔陣列。RF電路附近不要將覆銅線浮空，RF電路周圍不要鋪設(shè)銅皮。如果電路板包括多個地層，信號線從一側(cè)過度另一側(cè)時，最好鋪設(shè)一個接地過孔。晶體電容過大寄生電容會使晶振的工作頻率偏離目標(biāo)值9。因此，須遵循一些常規(guī)準(zhǔn)則，降低晶體引腳、焊盤、走線或與RF器件連接的雜散電容。應(yīng)遵循以下原則：晶體與RF器件之間的連線盡可能短。相互之間的走線盡可能保持隔離。如果并聯(lián)寄生電容太大，則去除晶體下方的接地區(qū)域。平面走線電感不建議使用平面走線或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。因此，大 多數(shù)受控和高Q值電感均為繞線式。其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠商也提供這種產(chǎn)品。盡管如此，有些設(shè)計者還是在不得已的情況下選擇了螺線電 感。計算平面螺旋電感的標(biāo)準(zhǔn)公式通常采用惠勒公式10：避免使用這種電感的原因有很多，它們通常受空間限制而導(dǎo)致電感值減小。避免使用平面電感的主要原因是受限制的幾何尺寸，以及對臨界尺寸的控 制較差，從而無法預(yù)測電感值。此外，PCB生產(chǎn)過程中很難控制實際電感值，電感還會將噪聲耦合到電路的其它部分的趨向（參見上文中的引線耦合部分）?？偠灾瑧?yīng)該：避免使用平面走線電感。盡量使用繞線片式電感?？偨Y(jié)如上所述，幾種常見的PCB布局陷阱會造成ISM-RF設(shè)計問題。然而，注意電路的非理想特性，您完全可避免這些缺陷。補償這些不希望的影 響需要適當(dāng)處理表面上無關(guān)緊要的事項，例如元件方向、走線長度、過孔布置，以及接地區(qū)域的用法。遵守以上的指導(dǎo)原則，您可明顯節(jié)省浪費在修正錯誤方面的時間和金錢。

對其內(nèi)部功能參數(shù)進行人工設(shè)定而實現(xiàn)位置控制、速度控制、轉(zhuǎn)矩控制等多種功能。那么關(guān)于伺服電機有哪些需要知道的呢？下面小編總結(jié)了伺服電機的21個你可能不知道問題，一起來看一下吧。1.如何正確選擇伺服電機

不可不知的嵌入式工程師經(jīng)驗（總結(jié)篇）

圖1是最經(jīng)典的電路,優(yōu)點是可以在電阻R5上并聯(lián)濾波電容.電阻匹配關(guān)系為R1=R2,R4=R5=2R3;可以通過更改R5來調(diào)節(jié)增益圖2優(yōu)點是匹配電阻少,只要求R1=R2圖3的優(yōu)點是輸入高阻抗,匹配電阻要求R1=R2,R4=2R3圖4的匹配電阻全部相等,還可以通過改變電阻R1來改變增益.缺點是在輸入信號的負(fù)半周,A1的負(fù)反饋由兩路構(gòu)成,其中一路是R5,另一路是由運放A2復(fù)合構(gòu)成,也有復(fù)合運放的缺點.圖5 和 圖6 要求R1=2R2=2R3,增益為1/2,缺點是:當(dāng)輸入信號正半周時,輸出阻抗比較高,可以在輸出增加增益為2的同相放大器隔離.另外一個缺點是正半周和負(fù)半周的輸入阻抗不相等,要求輸入信號的內(nèi)阻忽略不計圖7正半周,D2通,增益=1+(R2+R3)/R1;負(fù)半周增益=-R3/R2;要求正負(fù)半周增益的絕對值相等,例如增益取2,可以選R1=30K,R2=10K,R3=20K圖8的電阻匹配關(guān)系為R1=R2圖9要求R1=R2,R4可以用來調(diào)節(jié)增益,增益等于1+R4/R2;如果R4=0,增益等于1;缺點是正負(fù)半波的輸入阻抗不相等,要求輸入信號的內(nèi)阻要小,否則輸出波形不對稱.圖10是利用單電源運放的跟隨器的特性設(shè)計的,單電源的跟隨器,當(dāng)輸入信號大于0時,輸出為跟隨器;當(dāng)輸入信號小于0的時候,輸出為0.使用時要小心單電源運放在信號很小時的非線性.而且,單電源跟隨器在負(fù)信號輸入時也有非線性.圖7,8,9三種電路,當(dāng)運放A1輸出為正時,A1的負(fù)反饋是通過二極管D2和運放A2構(gòu)成的復(fù)合放大器構(gòu)成的,由于兩個運放的復(fù)合(乘積)作用,可能環(huán)路的增益太高,容易產(chǎn)生振蕩.精密全波電路還有一些沒有錄入,比如高阻抗型還有一種把A2的同相輸入端接到A1的反相輸入端的,其實和這個高阻抗型的原理一樣,就沒有專門收錄,其它采用A1的輸出只接一個二極管的也沒有收錄,因為在這個二極管截止時,A1處于開環(huán)狀態(tài).結(jié)論:雖然這里的精密全波電路達(dá)十種,仔細(xì)分析,發(fā)現(xiàn)優(yōu)秀的并不多,確切的說只有3種,就是前面的3種.圖1的經(jīng)典電路雖然匹配電阻多,但是完全可以用6個等值電阻R實現(xiàn),其中電阻R3可以用兩個R并聯(lián).可以通過R5調(diào)節(jié)增益,增益可以大于1,也可以小于1.最具有優(yōu)勢的是可以在R5上并電容濾波.圖2的電路的優(yōu)勢是匹配電阻少,只要一對匹配電阻就可以了.圖3的優(yōu)勢在于高輸入阻抗.其它幾種,有的在D2導(dǎo)通的半周內(nèi),通過A2的復(fù)合實現(xiàn)A1的負(fù)反饋,對有些運放會出現(xiàn)自激. 有的兩個半波的輸入阻抗不相等,對信號源要求較高.兩個單運放型雖然可以實現(xiàn)整流的目的,但是輸入\輸出特性都很差.需要輸入\輸出都加跟隨器或同相放大器隔離.各個電路都有其設(shè)計特色,希望我們能從其電路的巧妙設(shè)計中,吸取有用的.例如單電源全波電路的設(shè)計,復(fù)合反饋電路的設(shè)計,都是很有用的設(shè)計思想和方法,如果能把各個圖的電路原理分析并且推導(dǎo)每個公式,會有受益的.更多整流電路知識請進：https://bbs.elecfans.com/jishu_293569_1_1.html

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買筆記本電腦不可不知道的10個熱點問題

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