現代通信電源模塊（磚型）中使用的直流/直流變換器, 中低功率應用 (15W-100W)通常是使用低成本單端正激或反激拓撲結構設計的，而推挽式、半橋和全橋拓撲結構在較高功率的應用 (100W-1000W+) 中比較流行。

新出現的混合拓撲結構，例如降壓饋電推挽變換器（與推挽隔離級相聯的高電壓將壓級），具備可在各種功率變換應用中使用的優點。一種稱為中間總線結構 (IBA) 的最新通信分布式總線標準,使用低成本的未調整（開環）中間總線變換器 (IBC) 將 –48V 的通信總線轉換為 +12V 中間總線，從而允許使用低成本的負載點 (POL) 模塊簡化主板對電源的要求。這些小型 POL 模塊是最新開發的，由大多數模塊電源制造商推出，采用單列直插式封裝 (SIP) 和表面貼裝器件封裝 (SMD)，為需要多個低電壓電源的系統負載供電提供了一種經濟有效的方式。

另一方面，半導體供應商正在使 OEM 電源系統設計人員能夠將低成本的緊湊隔離式電源作為 POL 模塊的替代品, 直接嵌入主板和線卡中。新型高度集成的高電壓 (100V) 電源 ASIC（例如，LM5030 推挽 PWM，和 LM5041 串聯 PWM 控制器），可以使外部組件的數量最少化，以及使這些電源所需的印刷電路板面積最小化。

單輸出 VoIP 電源變換器

Voice-Over-IP (VoIP) 直流-直流通信電源,通常在分布總線的前端使用單輸出高功率變換器（典型值為 250W-500W），以便將分布式電壓范圍從典型的 36-72V 減小到 43V-57V。

這為其后加載的所有下行變換器提供了單級安全隔離和故障保護，并且減少了濾波所需的成本高昂的大容量電容器,還保持了較窄的分布式總線的電壓范圍。

許多拓撲結構都可以直接應用于單輸出 VoIP 變換器：反激、SEPIC、正激、半橋、全橋、推挽等。可以用于此的最簡單的拓撲結構是反激變換器，但它有許多缺點。其中一點就是反激變換器中的輸入和輸出電流是不連續的，這導致較高的輸入和輸出紋波電流，使濾波成為問題。此時可以使用具有較大紋波電流額定值的陶瓷電容器，但它們較昂貴，特別是 50V 耐壓的。鋁電解電容器非常便宜，但需要很多這樣的電容器才能達到合理的紋波電流額定值。用于這種場合的反激拓撲結構的另一個缺點是變壓器比較大，因為它的鐵心要流過直流通量，并且 MOSFET 上的電壓應力非常高。其他單端拓撲結構（例如，SEPIC 和 Cuk）也同樣有這些缺點。

考慮到正激拓撲結構，除了具有連續輸出電流的優點之外，它有與反激拓撲結構相類似的缺點，例如，較高的輸入紋波電流、較高的 MOSFET 電壓應力、在變壓器鐵心中具有直流通量，另外，它需要額外的結構來使鐵心復位。半橋、全橋和推挽拓撲結構都是交錯式正激變換器的變體，可以在稍為增加復雜性和成本的情況下，減輕正激變換器帶來的許多問題。

與全橋拓撲結構相比，半橋拓撲結構具有一定的成本優勢，只需驅動兩個功率 MOSFET ，而不是四個，但這優勢被需要額外的總線分壓電容器抵消了。半橋和全橋拓撲結構可以有效利用變壓器鐵心（無直流通量），但代價是需要下位和上位功率 MOSFET驅動器。推挽變換器無需上位驅動器，但需要具有初級側中心抽頭的隔離變壓器，這會增加成本，并使變壓器設計和印刷電路板布局復雜化。全橋拓撲結構具備的優點是： FET 的最大電壓應力僅僅等于輸入電壓 (Vin)，而推挽和正激拓撲結構的最大電壓應力則是 Vin 的幾倍。推挽變換器中 FET 的電壓額定值是橋式變換器的兩倍。FET 導通電阻 (RDSon) 比半橋變換器中的使用相同晶片尺寸的FET大四倍。但是半橋變換器將具有兩倍的電流，因此，導通損耗保持相同，所以橋式或推挽變換器要產生等量的導通損耗所需的功率MOSFET的硅片面積（或成本）相同。

比較等有效占空比的橋式變換器，半橋變換器的初級電流將是全橋變換器的兩倍。但是全橋變換器需在每個初級電流路徑中使用兩倍的功率FET。如果在全橋和半橋拓撲結構中使用相同的 FET，并且半橋拓撲結構每個橋臂上并聯兩個 FET，則兩個橋式拓撲結構的 FET導通損耗相同。請注意，對于橋式拓撲結構或推挽拓撲結構，當變換器中的初級測 FET 占空比相等時，二次側波形完全相同。

表 1：VoIP 變換器拓撲結構比較

由于推挽變換器具有眾多單端拓撲結構（例如，反激和 SEPIC）不具備的優點，并且由于與橋式拓撲結構不同的是，它無需對功率 MOSFET 進行電壓位移高端驅動，所以它是 VoIP 應用的首選拓撲結構。

例如，LM5030 是一種 PWM 控制器，它提供了完整的電流模式 PWM 控制器，采用小型 10 管腳封裝，通過集成大多數通常分散實施的電路功能，大幅簡化了推挽變換器的設計。特點包括高電壓啟動調整器（14V~100V 輸入），高速（總傳播延遲 <100nS），雙模式限流，雙驅動器，熱關機、軟啟動和斜率補償。

圖 1 給出了基于典型 LM5030 的 VoIP變換器的示意圖。輸出電壓是 50V (5A)，可以實現 90% 的效率，開關頻率為 200 kHz。

圖 1. VoIP 應用中的推挽變換器

Inrush Control 浪涌控制

Under voltage lockout 欠壓鎖定

LM5030 Current Mode PWM LM5030 電流模式PWM

Push-Pull Controller 推挽控制器

Secondary control with isolation 帶隔離的次級控制

Overvoltage protection 過壓保護

多輸出 DSL 電源

在數字用戶線路 (DSL) 應用中，將使用具有多輸出變壓器的更復雜的低功率（范圍是 50W-100W）電源。此電源可以將范圍是 –36 到 –72V 的輸入電壓轉換到 +/- 12V（對于模擬放大器和線路驅動器電源），以及CPU、I/O、邏輯和高速數字 ASIC 電源（典型值為 +5V、+3.3V、+1.8V、+1.5V 等）。這些低電壓輸出需要嚴格的調整率，并且要變換器的尺寸小，效率高。

多輸出變換器的設計可以考慮采用多種拓撲結構，最簡單的就是反激變換器，具有較低的實施成本的優點，但很難調整多個輸出。通常，調整單個最關鍵的主輸出，其他輸出按照隔離變壓器相應的匝數比進行交叉調整。此方法存在多種問題。尤其是，除了在調整回路中的輸出以外，它非常難以在每一路輸出端獲得精確的電壓，因為在設計多輸出電源變壓器時使用的匝數比只是近似值。此外，任何一路輸出上的瞬態負載影響將反映在所有其他負載上。并且，由于各變壓器繞組間存在漏電感，因此交叉調整的輸出的負載調整率將比較差。這些問題可以通過將交叉調整的輸出電壓設置得稍稍大于所需值，并在這些輸出上使用線性穩壓器以設置精確的所需值來完全解決。但是此方法會以犧牲較大的效率為代價。另一個設計方法將是使用單獨的直流/直流變換器來生成各種輸出，但這比較復雜，且價格非常昂貴。

表 2:DSL 變換器拓撲結構比較

一種更好的設計方法是將推挽級用作中間總線變換器 (IBC) 產生 12V 輸出，對輸出多個精密低電壓的一系列高效同步降壓穩壓器進行供電。

圖 2 中顯示了此類型的 50W 六輸出 DSL 電源的示例。使用 LM5030 推挽變換器隔離并將 – 48V 輸入轉換至 +/-12V（每個 1A），+12V 輸出經一對 LM5642 雙同步控制器，產生四個電壓；+3.3V @ 2.6A、5V @ 1.2A、1.8V @ 1A 和 1.5V @ 7.7A。此結構可確保對所有輸出進行有效穩壓，并且獲得良好的總體效率。

圖 2. DSL 變換器：推挽 + 降壓穩壓器

Inrush protection 浪涌保護

LM5030 push-pull converter LM5030 推挽變換器

Synchronization 同步

Sequencing 排序

LM5462 dual synchronous buck controller LM5642 雙重同步降壓控制器

多輸出拓撲結構考慮因素（電流饋電推挽變換器）

板安裝多輸出電源 (BMP) 可以與使用 IBC 和 POL 模塊的全新通信分布式總線體系結構相媲美。單端反激和正激拓撲結構用于低成本的多輸出電源模塊中，具有適度的效率和調整率規格。若以稍稍高一點的成本在多路輸出上實現更高的效率和更好的交叉調整率,可以使用串級變換器（圖 3）。通過取消使用輸出濾波電感器和電流檢測電阻器，可以提高調整率和降低復雜度。

Buck Stage 降壓級

Push-Pull Stage 推挽級

Buck out cap removed 移除降壓輸出電容器

Output inductor removed 移除輸出電感器

Feedback 反饋

圖 3. 電流饋電推挽變換器

串接的“電壓饋電”降壓和推挽是一種切實可行的設計方法，但是，可以移除幾個大型元件，同時仍然保持串級方法的所有性能優點。請注意，在圖 3 中，我們使用了兩個完整的 L-C 濾波器。其中可以去除降壓級電容器和推挽級電感器，并且真正實現多個優點。這里顯示的是電流饋電串級降壓級和推挽級。推挽級稱為“電流饋電”，因為只有降壓電感器充當電流源，饋送給推挽。在此情況下，推挽開關需要在轉換時具有非常小的重疊，以維持電感器的電流路徑。在電壓饋電中，需要一段很小的死區時間。

串級電流饋電推挽變換器輸出電路與低成本的反激拓撲結構具有相同的優點，因為無需輸出濾波電感器。去除多路輸出電感器不僅可以減少成本和設計的復雜程度，而且通過消除電感器連接電阻引起的電壓誤差(低電壓、高電流輸出的主要問題)改善了交叉調整率。隨著以 50% 的占空比持續驅動推挽變壓器，功率持續流向輸出，從而優化了變壓器鐵心利用率,減少了元件應力和噪聲。，交叉調整率比正激拓撲結構中更好一些，因為多輸出串級變換器上的濾波器電容器并聯響應，以提供瞬態負載功率要求。

作為串級拓撲結構的示例，LM5041 的四個控制輸出包括：降壓級控制（HD 和 LD）以及推挽級控制輸出（PUSH 和 PULL）。推挽輸出以 50% 的占空比驅動，并且可以設置重疊時間（對于電流饋電應用）或死區時間（對于電壓饋電應用）。LM5041 包含 15V 到 100V 輸入范圍操作的高電壓啟用調整器。它設計用于高速功能，包括范圍高達 1 MHz 的振蕩器頻率以及低于 100ns 的總傳播延遲。

從 2002 年到 2008 年，由于電信需求不斷擴展，推動電源裝置出貨量以每年 11.2% 的平均速度快速增長。我們面臨的挑戰是如何迅速地以較低的成本提供尺寸較小、功率密度更高、電流容量更高以及可靠性更高的器件。此外，電信和其他行業的新型電源控制技術間的溝壑不是很大。汽車行業轉向采用 42V 標準，只比電信標準低幾伏。軍事/宇航和航空用電子設備已經一直采用 36-V 總線，在其周圍形成一系列電壓尖脈沖，因此它們需要能夠在 40V 到 70V 范圍內操作的電源組件。這使它自己適用于同一類型的電源變換控制器。我們可以預測，可以處理 30V 到 100V 范圍的電源控制器也將滿足其他市場的需要。如果我們能采用最嚴格的可靠性標準掌握電信行業，則我們當然可以滿足工業、汽車和其他高電壓、高可靠性電源市場的要求。