摘要：推薦了一種諧振復位雙開關正激型DC/DC變換器。它不僅克服了諧振復位單開關正激變換器開關電壓應力大和變換效率低的缺點，而且具有占空比可以大于50％的優點。因此，該變換器可以應用于高輸入電壓、寬變化范圍、高效率要求的場合。對該拓撲的工作原理和特性進行了詳細的描述。最后通過實驗證實了該拓撲的上述優點。

1 概述

諧振復位單開關正激變換器，如圖1所示，是一種結構比較簡單、應用十分廣泛的DC/DC變換器。它通過諧振電容Cr上的電壓對變壓器進行復位，該復位電壓可以大于輸入電壓，因此，該變換器的占空比可以大于50％，適合于寬輸入范圍的場合。但和通常的單開關正激變換器一樣，它的開關電壓應力比較大，是輸入電壓的2倍左右，用于較高輸入電壓的場合有一定的困難。另外，每次開關S開通之前，Cr上電壓為輸入電壓，在S開通時，不僅將S的寄生電容上的能量CossVin2/2消耗在開關上，同時也將Cr上的能量CrVin2/2消耗在S上。而Cr又是外并的諧振電容，其值可能遠遠大于開關的寄生電容，所以，可以認為該變換器的等效開關損耗大大增加，效率將會受到嚴重影響。

雙開關正激變換器克服了主開關電壓應力大的缺點，它每個開關的電壓應力等于輸入電壓，是單開關正激的一半左右，適用于高壓輸入場合。而且雙開關正激變換器是利用輸入電壓給變壓器進行復位，結構上也比較簡單，激磁能量和漏感能量回饋到輸入側，轉換效率比較高。因此，這種雙開關正激DC/DC拓撲被廣泛地應用于工業界，不僅僅是高壓輸入場合。但是，這種雙開關正激變換器有它的突出缺點，即只能工作在占空比小于50％的狀態，所以，不適合用在變換范圍非常寬的場合。

本文推薦了一種諧振復位雙開關正激變換器，它綜合了單開關諧振正激和雙開關正激的優點，不僅可以工作在占空比大于50％的狀態，而且又采用雙開關結構，大大減小了開關的電壓應力。因此，該變換器適用于高電壓輸入、寬變化范圍的場合。

2 工作原理

諧振復位雙開關正激變換器的電路如圖2所示。圖2中Coss1，Coss2，Coss3分別為開關S1，S2，S3的寄生輸出電容，Cr為諧振電容，它并聯在S2的漏源極之間，因Cr遠大于開關管的寄生電容，所以Coss2可以忽略。Lm為激磁電感。為簡化分析，輸出電容Co被認為無窮大而以恒壓源Vo代替，并假定電路已經進入穩態。

該變換器的一個開關周期可以分為6個工作階段，分別如圖3的6個等效電路所示。相應的工作波形如圖4所示，其中t1－t3為死區時間td1，t5－t6為死區時間td2，這些時間實際上非常短，在圖中為了更清楚地表述，將他們畫得比較大。6個工作階段的工作原理分別描述如下。

1）階段1〔t0，t1〕如圖3（a）和圖4所示，該階段S1和S2同時導通，加在變壓器原邊上的電壓為輸入電壓Vin，激磁電流線性上升。同時副邊整流二極管DR1導通，續流二極管DR2截止，電感L上的電流iL線性上升。

2）階段2〔t1，t2〕t1時刻，如圖3(b)和圖4所示，S1和S2同時關斷，折算到原邊的負載電流和激磁電流一起對Coss1充電，使Coss3放電，Coss3上的電壓vds3迅速下降。由于諧振電容Cr較大，在這么短的時間內Cr上的電壓幾乎沒有上升，近似為零。因此vT就近似等于vds3，也迅速下降。但此階段變壓器上的電壓vT仍為正，所以副邊DR1仍導通。

    3）階段3〔t2，t3〕t2時刻vT下降到零時，副邊二極管DR1就截止，DR2導通，iL通過DR2續流，在輸出電壓Vo的作用下線性下降。在原邊，激磁電感Lm和諧振電容Cr諧振，在Cr上產生的諧振電壓按正弦變化上升，該諧振電壓同時對變壓器進行復位，諧振電流流過S3的體二極管，如圖3(c)和圖4所示。

4）階段4〔t3，t4〕t3時刻，S3的門極驅動信號vgs3變高，S3在零電壓條件下開通，Lm和Cr繼續諧振，Cr上的正弦諧振電壓繼續對變壓器進行復位，諧振電流流過S3，如圖3(d)和圖4所示。

5）階段5〔t4，t5〕如圖3(e)和圖4所示，Cr上的電壓諧振到零后，激磁電流就流經S2的體二極管，而S3仍然導通，這時變壓器原邊的電壓為零，激磁電流保持不變。副邊仍然是DR1截止，DR2導通，電感電流繼續下降。

6）階段6〔t5，t6〕如圖3(f)和圖4所示，S3在t5時刻關斷，激磁電流對Coss3進行充電，vds3一大于零，副邊整流二極管DR1就導通，激磁電流流向變壓器副邊，但它不足以維持負載電流，所以續流二極管仍然導通。由于DR1及DR2都導通，變壓器上的電壓被箝在零，激磁電流保持不變。而開關S1上的電壓被箝在Vin，S2上的電壓則為零。

圖3

    t6時刻，S1及S2同時開通，其中S2是零電壓開通，而Coss1上的電荷通過S1迅速放完，電路進入到下一開關周期的階段1，負載電流流過DR1。

由以上分析可以看到，開關S1及S3的電壓應力均為輸入電壓Vin，而S2的電壓應力則是復位電壓。

3 特性分析

根據以上的分析可以看出，S1及S3為一對互補開關，兩者寄生輸出電容上的電壓vds1與vds3之和等于輸入電壓Vin。因此，當其中vds1（或vds3）等于零時，vds3（或vds1）就等于Vin，可見開關S1及S3的電壓應力均為輸入電壓。

    開關S2的源漏間并聯了諧振電容Cr，其值遠大于S2的寄生輸出電容Coss2，所以，Cr上的電壓就是S2所要承受的電壓。在S1及S2關斷后，激磁電感Lm和諧振電容Cr開始諧振，在Cr上產生一正弦電壓對變壓器進行磁復位。因此，開關S2的電壓應力就是該復位電壓的峰值。

可見，該變換器的開關電壓應力和單開關正激變換器相比要小得多。

該變換器的另一優點是可以工作在占空比大于50％的狀態下。如圖4所示，當主開關S1及S2同時導通，輔助開關S3截止時，加在變壓器原邊的電壓為正，大小等于輸入電壓。當主開關S1及S2同時截止，輔助開關S3導通時，Lm和Cr諧振在Cr上產生的電壓對變壓器進行磁復位。通過選擇較小的Cr值，該復位電壓可以大于輸入電壓，使得變壓器的復位時間小于正向導通時間，從而得到一個大于50％的占空比。這樣的好處是既可以減小變換器一次側的導通損耗，又可以減小二次側整流二極管的電壓應力。

此外，由于Cr上的電壓諧振到零之后，主開關S2才開通，所以諧振電容不會帶來額外的損耗，相反使得S2實現了零電壓開通，其本身的開關損耗也大大下降了。而S3在導通之前是體二極管導通，即S3也是零電壓開通的，開關損耗大大減小。因此，該變換器的轉換效率要比單開關諧振復位正激變換器高得多。

4 實驗結果

一臺采用諧振復位雙開關正激DC/DC變換器拓撲的實驗樣機，驗證了該拓撲的工作原理和特性。該樣機的規格和主要參數如下：

輸入電壓Vin250V～400V；

輸出電壓Vo54V；

輸出電流Io0～5A；

工作頻率f70kHz；

主開關S1及S2STP11NM60；

輔助開關S3IRF830；

整流二極管DR1HER1604PT；

續流二極管DR2B20200；

變壓器Tn=40∶20，Lm=3mH，Ls=15μH；

濾波電感L130μH；

諧振電容Cr200pF。

圖5是輸出4A時的主要實驗波形。其中圖5(a)是輸入電壓為250V時，變壓器原邊的電壓波形，可以看出占空比為53％左右，證明該變換器可以工作在占空比大于50％的狀態。圖5(b)是輸入等于400V時，主開關S1門極驅動電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓正向平臺為400V，正好等于輸入電壓。圖5(c)是輸入等于400V時，主開關S2門極驅動電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓按正弦變化，其峰值為460V左右，該電壓對變壓器進行復位。同時從圖中可以看出在門極電壓變高之前，vds2已經諧振到零，S2是零電壓開通的。圖5(d)是輸入等于400V時，輔助開關S3門極驅動電壓和漏源間的電壓波形，其中源漏電壓正向平臺也為400V。

    圖6給出了該變換器在不同輸入電壓，不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了95.3％。

5 結語

本文提出的諧振復位雙開關正激變換器，既繼承了諧振復位單開關正激變換器占空比可以大于50％的優點，又發揮了雙開關結構的優勢，使得兩個主開關S1及S2的電壓應力分別為輸入電壓和復位電壓，而輔助開關S3的電壓應力為輸入電壓，從而大大減小了開關的電壓應力。另外，該變換器的開關S2與S3都實現了ZVS，大大提高了變換器的轉換效率。因此，所推薦的諧振復位雙開關正激變換器可以用于高電壓輸入、寬變化范圍、高效率要求的場合。