UC3855A/B高性能功率因數預調節器

電源轉換器正朝著越來越高的功率密度的方向發展。通常，獲得這種高功率密度的方法是提高開關頻率，可以縮小濾波器組件的尺寸。但是，提升開關頻率會極大地增加系統的開關損耗，而這種損耗會阻礙系統在高于 100 kHz 的開關頻率上運行。

1 引言

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為了在保持一定效率的同時增加開關頻率，人們開發出了幾種軟開關技術（1、2 和 3）。大多數諧振技術都增加了半導體電流和/或電壓應力，從而導致器件體積增大，并增加大環流帶來的傳導損耗。然而，一種新型轉換器被開發了出來，其允許在沒有增加開關損耗的情況提高開關頻率，同時克服了諧振技術的大部分弊端。在實現主開關零電壓開啟和升壓二極管零電流關閉的時候，零電壓轉換 (ZVT) 轉換器工作在一個固定頻率上。這僅僅是通過在開關轉換期間運用諧振操作來實現的。在周期的剩余時間里，從根本上將諧振網絡從電路中消除，而且轉換器的運行同其非諧振部分完全一致。

同傳統的升壓轉換器相比，這種技術帶來了效率方面的提高，并可以在低應力下運行升壓二極管（這是因為關閉狀態下受控的 di/dt）。二極管軟開關還可以降低 EMI（這是一個重要的系統考慮因素）。

有源功率因數校正將對轉換器的輸入電流進行編程以跟隨線電壓，并且有可能實現 3% THD 的 0.999 功率因數。Unitrode UC3855A/B IC 集成了功率因數校正控制電路，該控制電路可以為高功率因數提供數個電流傳感和功率級 ZVT 運行方面的增強特性。

UC3855 集成了設計一款帶有平均電流模式控制功能的 ZVT 功率級所需的所有控制功能。由于其能夠在避免斜率補償和其他方法（5、6）低噪聲抗擾度的同時對輸入電流進行精確地編程，因此人們選擇了平均電流模式控制。

1.1 ZVT 技術

1.1.1 ZVT 升壓轉換器功率級

除開關轉換以外的整個開關周期中，ZVT 升壓轉換器的運行均同傳統的升壓轉換器一樣。圖 1 顯示的就是 ZVT 升壓功率級。ZVT 網絡由 QZVT、D2、Lr 和 Cr 組成，提供了升壓二極管和主開關的有源緩沖。[4、7、8] 描述了 ZVT 電路的運行情況，為了敘述的完整性在此處進行了回顧。參見圖 2，下列時序間隔可以被定義為：

圖 1 具有 ZVT 功率級的升壓轉換器

圖 2 ZVT 時序結構圖

1.1.2 ZVT 時序

1.1.2.1 t0-t1

t0 之前的時間里，主開關處于關閉狀態，二極管 D1 正傳導滿負載電流。在 t0 處，輔助開關 (QZVT) 被開啟。由于輔助開關處于開啟狀態，Lr 中的電流線性地上升至 IIN。在此期間，二極管 D1 中的電流正逐漸下降。當二極管電流達到零時，該二極管關閉（例如 D1 的軟開關）。在實際電路中，由于二極管需要一定時間來消除結電荷 (junction charge)，因此會有一些二極管逆向恢復。ZVT 電感上的電壓為 VO，因此電流上升至 Iin 所需要的時間為：

1.1.2.2 t1-t2

在 t1 處，Lr 電流達到了 IIN，且 Lr 和 Cr 開始產生諧振。該諧振周期在其電壓等于零以前對 Cr 放電。漏極電壓的 dv/dt 由 Cr（Cr 為外部 CDS 和 COSS 的組合）控制。Cr 放電的同時流經 Lr 的電流不斷增加。漏極電壓達到零所需要的時間為諧振時間的 1/4。在該周期結束時，主開關的主體二極管開啟。

1.1.2.3 t2-t3

在該時間間隔開始時，開關漏極電壓已達到 0V，并且主體二極管被開啟。流經該主體二極管的電流將由 ZVT 電感驅動。該電感上的電壓為零，因此電流處于續流狀態。此時，主開關被開啟，以實現零電壓開關。 1.1.2.4 t3-t4

在 t3 處，UC3855 感應到 QMAIN 的漏極電壓降至零，并在關閉 ZVT 開關的同時開啟主開關。ZVT 開關關閉以后，Lr 中的能量被線性地從 D2 釋放至負載。

1.1.2.5 t4-t5

在 t4 處，D2 中的電流趨于零。當這種情況發生時，該電路就像一個傳統升壓轉換器一樣運行。但是，在一個實際電路中，Lr 同驅動 D1 陰極（由于 Lr 的另一端被鉗位控制至零）正極節點的 ZVT 開關 COSS 一起諧振。在 ZVT 電路設計部分將對這種影響進行討論。

1.1.2.6 t5-t6

該級也非常像一個傳統升壓轉換器。主開關關閉。QMAIN 漏－源節點電容充電至 VO，并且主二極管開始向負載提供電流。由于節點電容起初將漏極電壓保持在零狀態，因此關閉損耗被極大地降低了。

由上述內容可知，這種轉換器的運行僅在開啟開關轉換期間不同于傳統升壓轉換器。主功率級組件并未出現比正常情況更多的電壓或電流應力，而且開關和二極管均歷經了軟開關轉換。通過極大地減少開關損耗，可以在不降低效率的情況下增加工作頻率。二極管也可以在更低的損耗條件下工作，從而在更低溫度、更高可靠性的條件下運行。該軟開關轉換還降低了主要由升壓二極管硬關閉引起的 EMI。

1.1.3 控制電路要求

為了保持主開關的零電壓開關，ZVT 開關在 Cr 電壓諧振至零以前必須為開啟狀態。通過使用一個相當于低線壓和最大負載條件下 tZVT 的固定延遲，可以實現這一目標。

但是，這樣一來在輕負載或更高線壓的條件下延遲的時間會比必要延遲時間更長，從而會增加 ZVT 電路傳導損耗以及峰值電流應力。通過感應 QMAIN 漏極電壓何時降至為零，UC3855 實現了一個可變 tZVT。一旦該電壓降至 ZVS 引腳閾值電壓 (2.5V) 以下時，ZVT 柵極驅動信號便被終止，并且主開關柵極驅動升高。圖 3 顯示了該控制波形。在振蕩器開始放電時開關周期開始，ZVT 柵極驅動在放電周期開始時升高。在 ZVS 引腳感應到零電壓狀態或者放電期間結束（振蕩器放電時間為最大 ZVT 脈寬）以前，ZVT 信號均處于高位。這樣就使 ZVT 開關僅在需要的時候開啟。

圖 3 ZVT 控制波形

2 控制電路運行及設計

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圖 4 顯示了 UC3855A/B 的結構圖（引腳數與 DIL?20 封裝相當）。其顯示了一款集成了基本 PFC 電路的控制器，包括平均電流模式控制以及促進 ZVT 工作的驅動電路。該器件還具有簡化電流傳感的電流波形合成器電路，以及過壓和過電流保護。在下列各章節中，該控制器件被分解成若干個功能模塊，并對其進行了單獨的討論。

圖 4 UC3855 控制器結構圖

2.1 與 UC3854A/B 的比較

UC3855A/B 的 PFC 部分與 UC3854A/B 完全一樣。他們共有的幾個設計參數在下面被突出顯示了出來，以說明其相似性。

功能	UC3854A/B	UC3855A/B
使能功能	專用引腳	集成到了 OVP
VRMS 的設計范圍	1.5V～4.7V	1.5V～4.7V
VA 的 VREF	3V	3V
VA 的 VREF	6V	6V
IAC 處的失調電壓	0.5V	0.7V
乘法器增益

UC3855A/B 中集成的新特性包括：

• ZVT 控制電路
• 過壓保護
• 電流合成器

2.2 振蕩器

振蕩器包括一個內部電流源和散熱片，因此僅需要一個外部時序電容器 (CT) 來設置頻率。將額定充電電流設置為 500μA，放電電流為 8mA。放電時間大約為總時間的 6%，其定義了最大 ZVT 時間。CT 的計算可通過下式得出：

2.3 ZVT 控制電路

正如 ZVT 技術部分所述，UC3855A/B 提供了控制邏輯，以確保 ZVT 在所有線壓及負載狀態下運行，并且無需使用一個固定延遲。ZVS 引腳對 MOSFET 漏極電壓進行感應，并為一個 ZVT 驅動比較器輸入。另一個比較器輸入被內部偏置至 2.5V。當 ZVS 輸入為 2.5V 以上（并出現 PWM 時鐘信號）時，ZVT 驅動信號可升高。下拉 ZVS 引腳可終止 ZVT 驅動信號，并開啟主開關輸出（最大 ZVT 輸出信號等于振蕩器放電時間）。圖 5 顯示了用于感應節點電壓的網絡。R12 將引腳上拉至 7.5V 的最大值，同時C6提供濾波功能。

圖 5 ZVS 傳感電路

RC 時間常數應該足夠快，以在最大占空比時達到 2.5V。該漏極電壓受限于將主MOSFET dv/dt變慢的節點電容，其降低了 ZVS 電路上的高速要求。最大 ZVS 引腳電壓應被限制在 VREF，否則 ZVS 電路就會變為閉鎖狀態，無法正確工作。

ZVS 運行的另一種方法是，通過一個簡單的分壓器來感應漏極電壓。但是，該電壓仍然必須被濾波（和鉗位控制），以便不會將噪聲注入 ZVS 引腳。

如欲了解時序波形，請參考前面的圖 3。

3 柵極驅動

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主驅動可提供 1.5 APK，ZVT 驅動為 0.75APK。由于 ZVT 運行，主開關驅動阻抗要求被減少。在開啟時，漏極電壓為0V，因此密勒電容效應不再是一個問題；在關閉時，dv/dt 受限于諧振電容器。由于 ZVT MOSFET 通常為至少兩個小于主開關的裸片尺寸，因此一個較低的峰值電流容量就可以滿足其驅動要求。

3.1 乘法器/分壓器電路

UC3855A/B 的乘法器部分與 UC3854A/B 完全一樣。其集成了輸入電壓前饋功能（通過 VRMS 輸入），以消除對輸入電壓環路增益的依賴性。正確地設置該器件，需要定義的參數只有三個（VVRMS、IIAC 和 RIMO）。

3.1.1 VRMS

該乘法器對線電流進行編程，從而影響線路的功耗。考濾到系統功耗限制，對 VRMS 引腳進行編程。參考該結構圖（圖 4），乘法器輸出方程式為：

功耗限制函數由電壓環路誤差放大器 VEA (6 V) 的最大輸出電壓來設置。通過觀察給定 VEA 值情況下的變化可以輕松地闡明功耗限制函數。如果該 AC 線壓降低 2倍，那么前饋電壓效應 (V2VRMS) 則降低至四分之一。這樣就將乘法器輸出電流（以及隨之而來的線電流）提高了 2 倍。因此，線路的功耗保持恒定。反之，如果負載增加且線路保持恒定，則 VEA 增加，從而導致更高的線電流。于是，由此可見，VEA 為一個同輸入功耗成正比例關系的電壓。

在正常情況下，設置乘法器是用來限制低線路條件下的最大功耗，其同最大誤差放大器輸出電壓相當。對該乘法方程式求解，以得到同最大誤差放大器電壓和最大乘法器電流（2 倍 IIAC 以內）相當的前饋電壓。

求出低壓線路 VRMS 電壓以后就可以定義線路至 VRMS 引腳的分壓器。為了減少出現在乘法器輸入端的二階諧波數量（其反過來又會在輸入電流中引起三階諧波）[9]，相對而言，該前饋電壓必須沒有紋波。該濾波會在 VRMS 引腳上產生一個 dc 電壓。由于是按照其 RMS 值對輸入電壓進行定義，因此必須考慮到該 RMS 因數 (0.9) dc [9]。例如，如果該低線壓為 85 V，那么要求的衰減則為：

在 270V高線壓狀態下，其相當于 VVRMS = 4.76 V。VRMS 輸入的共模范圍為 0V 至 5.5V。因此，計算出來的范圍在可接受的極限以內。

推薦使用一個二極濾波器來提供足夠的衰減，而不降低前饋瞬態響應。單極濾波器要求有一個極低頻率的極以使 VRMS 對線壓變化很快地做出響應。

一旦 VRMS 的失真被確定，則可以計算出濾波器極。如果前饋電路對總失真的作用為 1.5% 以內，那么就可以計算出濾波器的要求衰減。需要注意的是，在一個完整的波形整流正弦波中，二階諧波大約為 dc 值的 66.7%。在該輸入電流波形中[9]，二階諧波的百分比轉換為相同百分比三階諧波失真。因此，要求濾波器衰減為：

單個級應具有一個 或 0.15 的衰減。對于一個單級濾波器而言，則為：

參見圖 6，同各組件相對應的取值為：R9A = R9B = 390 kΩ、R10 = 120 kΩ、R11 = 18 kΩ，并且 C4 = 0.082 μF、C5 = 0.47 μF。

圖 6 VRMS 電路

3.1.2 IIAC

在高線壓條件下，選擇 IIAC 的值為 500μA。這樣的取值頗具隨意性，但是其應該在 1 mA 以下，這樣可以保持在該乘法器的線性區域以內。相應地，線路至 IAC 引腳的總電阻大約為 766 kΩ。

3.1.3 RIMO

通過確定乘法器輸出電壓（為了保持在過電流跳變點以下）在低線壓和最大負載電流條件下為 1V 則可以計算出乘法器輸出電阻。這樣也就相當于變流器的最大感應電壓。該條件下的乘法器電流等于 1V/RIMO，并且可以由乘法器方程式換算而得，其結果為：

在低線壓條件下，IIAC 等于 156μA（如果低線壓等于 85V，IIAC 被設定為 270V 時的 500μA），VEA 為其 6V 的最大值，VVRMS 為 1.5V。因此 RIMO 等于 3.2 kΩ。

3.2 電流合成器

由于構建在 UC3855A/B 中的電流合成功能使電流傳感被簡化了。當開關為開啟且可以使用一個變流器對其進行感應時，開關電流同電感電流相同。當開關處于開啟狀態時，電流合成器使用一個同開關電流成正比例關系的電流對一個電容器 (CI) 充電。當該開關處于關閉狀態時，電感電流波形將被控制器重新構建。為了精確地測量出電感電流，所需做的工作就只是重新構建電感電流的下斜坡斜率，其可由下式得出：

使用一個與 VOUT ? VAC 成正比例關系的電流對 CI 放電，這樣就可以重新構建電感電流波形。該電容器下斜坡斜率為：

通過從一個與 VOUT 成正比例關系的電流中減去 IIAC/4，UC3855A/B 就得出了 IDIS。RVS 引腳電壓被調節至 3V，因此，RVS 電阻器的選擇就設定了與 VOUT 成正比例的電流。

RRvs 電流同 IIAC/4 的比應該等于 VOUT 與 VAC 的比。因此，如果 IIAC/4 為 125 μA，那么流經 RRVS 的電流應該被設定為 130 μA。

使電感電流斜坡與電容器電壓斜坡相等，并確定 VAC 等于零時出現最大斜坡，則可以對 CI 求解，其結果如下：

其中，N 為變流器 (CT) 匝比，(NS/NP) 和 RS 為電流檢測電阻器。

電流合成器具有大約 20mV 的偏移。該偏移可以引起線電流零交叉情況下的失真。為了消除這種偏移，可以在 VREF 和 IMO 引腳之間連接一個電阻器。該電阻器值是基于 RIMO 和合成器輸出端偏移量計算出來。對于一個 20mV 偏移且 RIMO = 3.3 kΩ 而言，一個從 VREF 至 1.2MΩ ?IMO 的電阻器可以消除這種偏移。

3.3 電流傳感

3.3.1 變流器

正如我們在前面部分所見，使用 UC3855A/B 合成電感電流十分簡單。只需要直接感應開關電流，并使用一個電流傳感變壓器便可極為有效地完成這一工作。在該功率級的阻性感應會帶來過多的功耗。

在實施變流器時需要謹記幾個問題。在數百千赫茲頻率下，需要解決磁芯復位問題。功率因數校正電路中固有的高占空比增加了難度。除此以外，ZVT 電路使感應/復位功能更為復雜。當 ZVT 電路開啟時，其電流從線路中流出。為了最小化線電流失真，應該對該電流進行測量。在變流器后面放置諧振電感，可以確保 ZVT 電路電流能夠被測量。類似地，當主開關關閉時，電流繼續流入諧振電容器。然而，對這一電流進行測量是非常重要的，如果該電容器被連接至 MOSFET 的漏極，且位于變流器下方，那么這一電流便耗掉了線路零相交上的最小復位時間，其占空比將接近 100%。圖 7A 顯示了這種結構。如果該變流器沒有足夠時間來進行復位，那么即使避免了完全飽和，但其也會開始飽和并降低精度，從而引起零交叉失真。圖 7B 中顯示了一個更好的結構。在這個電路中，當ZVT 電路啟動期間放電時，測量出電容器電流。由于這種情況發生在開關周期的開始階段，因此變流器不會損失其任何復位時間。在變流器上方連接 Cr 不會對 MOSFET dv/dt 控制產生負面影響。由于該器件一直控制著平均電流，因此，不管電容器電流是否在開關周期開始時或開關周期結束時被測量出來都沒有關系。

圖 7 還顯示，過濾功能被添加至該變流器次級，以減少噪聲過濾。該濾波器的帶寬應足夠低，以在不影響開關電流波形的情況下減少開關噪聲。

圖 7 變流器感應

除了位置和復位問題以外，還必須考慮到實際變流器結構。使用專門針對 20kHz 頻率下而設計制造的變流器，在 100 kHz 及更高開關頻率下并不會有較好的性能表現。低頻率設計一般均具有太多的漏極電感，以至于不能被用于高頻率運行，并且會引起錯誤感應和/或噪聲問題。

3.3.2 阻性感應

UC3855A/B 仍然可以有阻性感應。由于對電流誤差放大器的兩個輸入端對用戶而言均可使用，因此阻性感應實施起來比較容易。圖 8 顯示了一個典型結構。該電流誤差放大器的共模范圍為 ?0.3V 到 5.0V。如果最大信號電平保持在 1V，那么 RIMO 值同上面的計算值保持一致。這也允許阻性感應信號被饋送到 RSENSE 和 RI 結點的 ION 中，并被用于峰值限流。推薦使用一個消除柵極驅動電流影響的濾波器。我們建議，仍然連接 RVS 電阻器，并連接一個 CS 至接地的電阻器，以消除這些高阻抗節點中注入噪聲的可能性。

圖 8 阻性感應

3.4 電流誤差放大器

電流誤差放大器可以確保來自線路的輸入電流遵循正弦曲線標準。放大器的正輸入端為乘法器輸出端。通過一個電阻器（通常與 RIMO 的值一樣），負輸入端被連接至電流合成器 (CS) 的輸出端。電流誤差放大器的輸出端在 PWM 比較器中被比作鋸齒波，并且因此結束了占空比。在該線路的零交叉處，占空比為其最大值。由于該占空比將接近 100%，變流器的正確復位變得越來越困難。標準 PWM 控制器在振蕩器放電期間結束占空比，但是，由于 ZVT 運行，UC3855A/B 則可以按時達到100%。如果允許占空比接近100%，那么變流器便開始飽和，并使電流誤差放大器認為正從該線路中流出的電流要比正被控制的電流要少。這樣就使電流放大器補償過度，從而引起零交叉上的線電流失真。另外，如果變流器飽和，那么就會喪失流限功能。由于這些原因，因此我們建議對電流放大器的輸出端進行外部鉗位控制，以限制最大占空比。圖9顯示了一個典型的鉗位電路。

圖 9A 中的鉗位電路性能非常好（見表 1），但是，如果要求有更高的性能，或者要求其工作在一個寬線壓范圍內，那么可以使用圖 9B 中的電路。該電路將鉗位電壓調節為與線路成反比例。

A 電流誤差放大器鉗位電路

B 具有輸入電壓補償功能的鉗位電路

圖 9 鉗位電路

設置鉗位電壓的程序非常簡單。如果在首次啟動期間電流放大器鉗位便被設定為一個相對較低的值（≈?4 V），那么該系統則可以運行，但帶有過大的零交叉失真。一旦該系統處于工作狀態，那么鉗位電壓在變流器沒有飽和以前均可以增加，并且線電流具有一個可接受的 THD 水平。一旦鉗位電壓被設定，那么便可重復同其他器件運行。在用于通用線路運行及 500-W 輸出的實驗電路板中，單級鉗位被設定為 5.6V（低線壓、最大負載條件下），并且一個可接受的 THD 水平（< 10%）在所有線壓和負載條件下可以被測量出來。鉗位電壓被設定在 PWM 比較器斜坡峰值（額定值為 6.5V）以下，以限制 DMAX。將鉗位電壓設定太低會引起過多的零交叉失真，因為該放大器不能充分地控制線電流。

圖 10A 和 10B 分別顯示了有鉗位電流放大器和無鉗位電流放大器的運行情況，而圖 10C 則顯示了將放大器輸出電壓鉗位控制過低（頂部波形為線電流，底部波形為 VCAO）的結果。將鉗位設置太高和沒有鉗位的結果是一樣的。

圖 10 C/A 鉗位對 I 線路的影響

除了必須要考慮到線路電壓作用以外，設置兩級鉗位電路的程序均相同。該線路電壓僅為線路補償提供 100mV 到 200mV 的鉗位電壓。

在非常輕或者無負載的條件下，線路的平均電流要比正常情況下由電流誤差放大器控制的平均電流低。為了防止出現過壓情況，如果誤差放大器的輸出電壓變為 ≈?1V 以下，該器件便進入脈沖跳躍模式。脈沖跳躍還會出現在高線壓和低負載條件下。當 CAO 在 1V 以下時，脈沖跳躍比較器就被激活。在 OVP/ENABLE 電路中，該比較器的輸出變為一個 OR 柵極輸入，從而使該 OR 柵極輸出增高。該信號防止了 ZVT 和主柵極驅動升高。

補償電流誤差放大器的程序將在設計程序部分 (IV) 中進行討論。

3.5 電壓誤差放大器

輸出電壓被電壓誤差放大器的 VSENSE 輸入感應到，并將其同一個內部生成的 3V 參考電壓進行比較。放大器的輸出，即 VEA，（在一個給定輸入電壓情況下）隨著輸出功率的變化成正比例變化。電壓誤差放大器的輸出電壓范圍大約為 0.1V 至 6V。放大器的輸出為乘法器輸入之一，并且一個低于 1.5V 的輸入電壓抑制了該乘法器輸出。在設計程序部分中對本補償電壓環路的設計程序進行了大致描述。

3.6 保護電路> 3.6.1 OVP/ENABLE

UC3855A/B 將使能和 OVP 功能結合至一個引腳中。它需要一個最低 1.8V 的電壓來運行該器件，如果低于該電壓值，參考電壓就會較低，同時振蕩器被禁用。電壓高于 7.5V 將中斷對柵極的驅動。當出現過壓條件時，應將電阻分壓器調至 7.5V，這樣才能保證以一個適宜的線電壓進行啟動。例如，如果將輸出電壓高于 450V 定義為過壓條件，那么 VOUT 至 OVP 引腳之間的分壓器的比例為 60：1。該分壓器就能保證以 76 VRMS (108 VPK) 的線電壓進行啟動。

3.6.2 電流限制

UC3855A/B 具有逐脈沖限流功能。乘法器功耗限制決定了線路上的最大平均功耗。但是，在瞬態或過載條件下，峰值電流限制功能是有必要的。通過感應開關電流并將該值饋入 ION，如果開關電流信號高于 1.5V（額定值），則可以在一個中斷柵極驅動信號的限流比較器上實施這種功能。

3.7 軟啟動

為了確保一個穩定可控的啟動，UC3855A/B 提供了軟啟動 (SS) 功能。SS 引腳為一個外部電容器提供了 15μA 的電源。該電容器限制了電壓環路誤差放大器的電源電壓，從而有效地限制了放大器的輸出電壓，以及最大的期望輸出電壓。這樣就能保證輸出電壓以一種可控的方式升壓。

3.7.1 欠壓鎖定

UC3855A 的啟動閾值為 15.5V（額定值），并帶有 6V 的滯后，而 UC3855B 的啟動閾值為10.5V，并帶有 0.5V 的滯后。

4 曲型應用

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為了能夠說明設計程序，并突出需要定義的設計參數，設計了這樣一個典型應用。該設計規范為：

• VIN=85-270 VAC
• VO=410 VDC
• PO (max)=500W
• FS=250kHz
• Eff ＞95%
• Pf ＞ 0.993
• THD ＜ 12%

上面提到的那些規范給出了一個常見的通用輸入電壓以及中等功耗應用。由于軟開關以及零電壓轉換，現在我們可以實現 250kHz 的開關頻率。Pf 和 THD 的數量與 UC3855 可實現的線路校正相符合。 4.1 設計程序

該設計程序是對 [8] 所提出內容的總結。但是為了固定組件值和/或指定更多可選用部件，一些值已被更改。 4.2 功率級設計 4.2.1 電感設計

ZVT 轉換器中的功率級電感設計與傳統升壓轉換器的設計一樣。理想的開關紋波的數量決定了所需的感應，并且允許更多的紋波來減小電感值。低線路及最大負載情況下，峰值電流會出現比較糟糕的情況。峰值功耗為平均功耗的兩倍，并且 VPK 為 VRMS。為了能計算出輸入電流，需假設功率為 95%。

電流紋波與峰值電流之間一個比較好的折衷方案是允許 20% 紋波達到平均比率。這也使峰值開關電流保持在 10 A以下。

重新調節升壓轉換器的轉換比率，求出 D 的解，得出：

我們現在能計算出所需的電感。

4.2.2 輸出電容器選擇

輸出電容值不但會影響保持時間，而且還會影響輸出電壓紋波。如果保持時間 (tH)為主要的標準，則下面的方程式就給出了 CO 的值：

在這個例子中，對保持時間和電容器尺寸進行了折衷，并選用了一個值為 440 μF 的電容器。該電容器庫是由兩個并聯的 220μF、450VDC 電容器構成。

4.2.3 功率 MOSFET 和二極管選擇

所選用的主 MOSFET 為 Advanced Power Technology 公司推出的 APT5020BN（或同級別的產品）。該器件規格為 500V、23A，其 RDS(on) 為 0.20Ω ?(25℃)、COSS ? 500 pF、且采用 TO-247 封裝。一個 5.1Ω ?的電阻器與柵極串聯放置，用來抑制啟動時的寄生振蕩，一個肖特基二極管及 2.7Ω 的電阻與該電阻器并聯放置以加速關閉。在 GTOUT 和接地之間也將放置一個肖特基二極管，以避免引腳被驅動至接地以下，同時該二極管的放置應盡可能的靠近該器件。

所選擇的升壓二極管為 International Rectifier 公司推出的規格為 15-A、600V 的超速二極管 HFA15TB60（或同級別的產品）。試回想，一款采用了二極管軟開關 ZVT 優勢的轉換器。在配置了 ZVT 的情況下，升壓二極管對開關損耗的影響可以忽略不計，因此可以使用一個速度較慢的二極管。但是，在這個應用中，還是很有必要使用超速二極管。

根據二極管的恢復時間，確定 ZVT 電感的尺寸，并且速度較慢的二極管需要配置一個更大的電感。這就要求一個相應更長的 QZVT 開啟時間，增加了傳導損耗。較大尺寸的電感還需要更長的放電時間。為了保證諧振電感能完全放電，主開關的最短啟動時間應近似等于 ZVT 電路啟動時間。這就得出：

DMIN 會影響不斷運行的升壓轉換器的最小允許輸出電壓。ZVT 電路的啟動時間為一個穩定的 trr 功能，因此選擇一個超快二極管使諧振電路損耗保持最小，并對輸出電壓產生最少的影響。由于對于大部分的諧振電路啟動時間而言，有效系統占空比是主開關啟動時間的主要功能，升壓二極管正極的電壓通過諧振電容器得到抑制。

這些考慮事項建議二極管的恢復時間應短于 75ns。該設計中的平均輸出電流低于 1.2 A，峰值電流為 9.2A。二極管相關的傳導損耗大約為 2.2 W。

當使用一個超速二極管時，二極管以極少的開關損耗模式運行。這就提升了整個系統的效率，并降低了二極管的峰值應力。

4.3 ZVT 電路設計 4.3.1 諧振電感

ZVT 電路設計簡單易懂。該電路具有有源緩沖功能，例如，電感設計用于二極管的軟關閉。選用的 ZVT 電容器用于 MOSFET 的軟開關。

諧振電感為升壓電感電流提供了一個預備電流通道，從而控制了二極管的 di/dt。當 ZVT 開關開啟時，輸入電流從升壓二極管轉移至 ZVT 電感。可以通過確定二極管關閉速度來計算出電感值。二極管的逆向恢復時間給出了其關閉時間。由于實際電路中的逆向恢復特性變化多樣，以及各個廠商對逆向恢復的定義各異，因此很難計算出 Lr 的準確值。電路環境對逆向恢復產生影響的例子就是諧振電容器正常的緩沖作用，該電容器限定了二極管正極的 dv/dt。一個較好的初步估測就是允許電感電流在三次二極管標準逆向恢復時間內緩慢升高至二極管電流。最大電感值的限制就是其對最小占空比的影響。正如二極管選擇章節所述，L?C 時間常數對 DMIN 產生影響，從而對 VO (min) 產生影響。將 Lr 設計得過大也會增加 ZVT MOSFET 的傳導時間，并增加諧振電路傳導損耗。當減小了 Lr 的值，會給二極管帶來更強的逆向恢復電流，并且提高了通過電感和 ZVT MOSFET 的峰值電流。隨著峰值電流增強，存儲在電感中的能量也會增加（E = 1/2 x L xI2）。為了減少關閉時節點上的寄生振蕩，該能量應保持在一個最小值。

從某種程度上來說，二極管的逆向恢復是其關閉 di/dt 的一個功能。如果假設有一個可控 di/dt，那么該二極管的逆向恢復時間可以近似估測為 60ns。如果電感將上升時間限制為 180ns (3 x trr)，則可以計算出電感。

磁芯損耗以及由此導致的溫度上升限制了電感的設計，但不會使磁通密度飽和。這是由于強 ac 電流分量和相對較高的運行頻率。一個好的設計程序在 [10] 已作了描述，已超出本文的討論范圍。但是本文已提及到幾個要點。磁芯應該為材質較好的高頻率低損耗材料，例如有氣隙的鐵氧體，或鐵鎳鉬磁粉芯 (MPP)。在這一應用中一般不宜使用鐵粉磁芯。相對不是太貴的鐵硅鋁磁芯，盡管與 MPP 相比較，具有更高的損耗，但還是可以使用該材質磁芯。損耗較高的材料實際上易于抑制 ZVT 開關關閉端的諧振。也可以通過將跨繞線電容保持至一個最小值的方式來優化電感繞組結構。這樣就減少了關閉端的節點電容，同時也減少了所需的衰減量。可以通過分析由 Lr 和 Cr 組成的諧振電路，以及當電流流至 lin 時確定諧振循環開始的方式找出電感電流。

其中，

由此，峰值電流等于 IIN 與輸出電壓除以諧振電路的特性阻抗的和。降低 Lr，或者增加 Cr 都會增加峰值電流。電感的設計是使用 Magnetics 公司的 MPP core 55209，帶有 33 個繞組，電感為 8μH。該電感應使用 Litz 線或幾股小磁線構建，從而將高頻影響最小化。

4.3.2 諧振電容

諧振電容器的大小可以確保主開關的可控 dv/dt。高效諧振電容器的電容應為 MOSFET 電容與外部節點電容之和。APT5020BN 的輸出電容大約為 500 pF，同時在外部添加了 500 pF 的電容。該電容器限制了關閉端的 dv/dt，由此減小了密勒效應。另外，由于開關電流轉向至電容器，這樣也減少了關閉損耗。電容器必須為一個較好的高頻電容器，同時也需要較低的 ESR 和 ESL。電容器應也能對關閉端相對較強的充電電流進行調控。兩種比較好的材質為聚丙烯膜介質，或陶瓷材料。

將 L 和 C 合并可得出諧振 1/4 周期：

現在可以計算出諧振電流對輸出電壓的影響。試回想，為確保諧振電感在高線壓情況下的放電：

對于一個升壓轉換器而言，則為：

將 (1) 代入 (2)，求解 VO，從而得出：

可以代入先前確定的值求解方程式 (3)，得出一個 405V 的最小輸出電壓值。這就要求 VO 的設計值為 410 V。

4.3.3 ZVT 開關及整流器的選擇

由于其漏-源電容的放電，因此 ZVT 開關也會帶來一個最小限度的開啟損耗。但是，由于諧振電感限制了開啟電流，因此 ZVT 開關不會帶來強電流和電壓交迭。無論如何，開關都不會帶來關閉及傳導損耗。盡管峰值開關電流確實高于主開關電流，但是占空比較小，從而將傳導損耗保持在一個較低的值。由于平均漏電流較低，因此 ZVT 開關為一個或兩個裸片尺寸的大小，且小于主開關。ZVT 開關的開啟時間為：

峰值 ZVT 開關電流等于峰值 ZVT 電感電流。通過假設出一個方波信號，可以得出開關 RMS 電流一個相對保守的近似值。RMS 電流近似值為：

這與最大負載和最大 ZVT 開啟時間下峰值大約為 14 A 的情況相符合，但是，RMS 僅為 3.9 A。在這一應用中，比較合適的器件是 Motorola MTP8N50E，這是一款 500V、8A、RDS (ON) 為 0.8Ω 的器件。與 主MOSFET 一起，將一個 5.1Ω ?的電阻器與柵極串聯放置，從而抑制開啟端的寄生振蕩，同時將一個肖特基二極管和電阻器與該電阻器并聯放置，從而加速關閉。在 ZVTOUT 至接地端之間放置一個肖特基二極管，以防止引腳在低于接地時被驅動。該二極管的位置應盡可能的接近該器件。

ZVT 電路所需的整流器也將流過一個相對較弱的 RMS 電流。tZVT 到負載期間，二極管 D2 將返還存儲于諧振電感中的能量。D2 應為一個超速恢復二極管，一般選用與 D1 速度相近的二極管。為 D2 所選用的二極管是 Motorola MURH860，這是一款 trr≈?35 ns、600V 的器件。

當電感重置時，二極管 D3 阻止電流流經 QZVT 主體二極管。該二極管與 QZVT 一樣，具有相同的峰值和 RMS 電流。D3 應為一個快速恢復二極管，從而減弱來自諧振電感的 QZVT 的漏-源電容。當 ZVT 開關關閉時，存儲于 D3 正極節點電容量會與 ZVT 電感發生諧振現象。將這一效應最小化會減少這一節點上所需的緩沖量。此處所選用的二極管為 MUR460。這是一款 trr≈?75ns、600V、4A 器件。

總而言之，ZVT 電路中的兩個二極管都有較低的 RMS 電流。除了阻斷電壓（兩種情況下都等于 VO），主要的選擇標準為逆向恢復時間。選用具有快速恢復時間的器件將減少寄生振蕩、降低損耗以及 EMI。

4.3.4 ZVT 緩沖電路

ZVT 電路需要更多的方法來抑制在 ZVT 電感電流降至 0 時就會發生的寄生振蕩。圖 10A 顯示了沒有經過適當抑制時 ZVT 電感電流及二極管 D2 正極電壓。該圖表明當電感電流開始向輸出端放電（QZVT 處于關閉狀態）時，正極電壓則處于 VOUT（由于 D2 正在進行傳導）。當電感電流變為零，由于貫穿主開關體二極管電感的另一端被控制至 0 V，電壓振鈴為負。正極電壓能輕易地出現負振蕩，以將輸出電壓翻一倍。這就增加了二極管的反向電壓力，為輸出電壓的三倍！將節點電容量維持在一個最小值，并使用快速恢復二極管，不但可以減少振鈴，而且還可提升電路性能。

一些抑制振蕩的方法已經在 [4,7] 中提出。在這一電路中研究了兩種方法，即飽和電抗器和電阻性阻尼。從接地到 D2 正極之間通過一個二極管連接一個 51Ω、10W 無電感電阻。飽和電抗器與諧振電感串聯放置，并利用一個纏有 8 圈繞組的Toshiba 飽和磁芯 SA 14 x 8 x 4.5 進行實施。電阻性阻尼方法可以防止節點發生振蕩。但是，當 D1 在進行傳導時，這并不能阻止電流流入 D2（這是由于當 QMAIN 關閉時，dv/dt 會貫穿 Lr）。如果這個時候電流流經 D2，那么當 QZVT 開啟時，D2 就會流過逆向恢復電流。由于其自身的高阻抗，飽和電抗器能阻止該電流。LS 也能阻止來自節點電容的 Lr，這就防止了節點發生振蕩。

在沒有電阻性阻尼的情況下，飽和電抗器能運行完好，而這也是該項設計中所選用的方法。飽和電抗器如果能有效的對電路進行減振，那么就可以免去電阻性阻尼的安裝。但是，由于設計出來的 LS 是用來飽和每一個開關循環，所以磁芯損耗很大一部分取決于材質，同時該損耗能引起磁芯溫度上升過高。在這一電路中，磁芯降溫處理是必需的。通過使用一個更大的 MS 18 x 12 x 4.5，嘗試了另一個可選設計，該 MS 運行時溫度更低，盡管它也需要進行降溫處理。對該電路的優化處理能有效地減少 ZVT 電路中的損耗。在該設計中，阻尼網絡損耗大約為 2W。圖 10B 顯示了使用 LS 對節點進行阻尼的相同電路的情況。

圖 11 ZVT 振鈴波形

4.3.5 ZVS 電路

接下來我們將選擇 ZVS 電路組件。在該示例中，使用了一個 1kΩ 的電阻器來阻止 ZVS 引腳的運行。所選用的電容器為 500 pF。這一組合要求大約 200ns 的時間來完成充電至 2.5V 閾值。

4.4 振蕩器頻率

計算 CT 值：

4.5 乘法器/分壓器電路

計算 VRMS 電阻分壓器值：

在低線壓條件下 (85 VRMS)，將 VRMS 設置為 1.5V

如果確定了其中一個電阻器（因為此處有兩個方程式，三個未知量），就可求解電壓分壓器。假設分壓器中值較低的電阻器為 18 Kω，則：

RTOTAL=18kΩ×51=918 kΩ

設置 R10=120 kΩ，得出：

R9=918kΩ-120kΩ-18 kΩ=780kΩ

R9 被分成 2 個電阻器（每一個為 390 kΩ），以降低其電壓應力。

計算出電容值，將濾波器極置于 18Hz，則：

其中：REQ=R9II(R10+R11)=117kΩ

為了在不降低系統性能的情況下合并電容值，可以將 C4 選擇為 0.1μF。

計算 IAC 電阻值：

在高線壓情況下，將 IIAC 設置為 500μA。

將 2 個 390kΩ 電阻器串聯，以降低電壓應力。

4.5.1 RIMO 的計算

在低線壓條件下，IIAC=156μA 且乘法器輸出應等于 1V。低線壓與最大負載情況下，VEA 為其最大值 6V，因此使用乘法器輸出方程式：

一個 1000pF 的電容器與 RIMO 并聯放置，以實現噪聲過濾。由于 RIMO 兩端的電壓為乘法器輸出，且為電流誤差放大器的參考電壓，因此 RC 極點頻率應設置為高于 120Hz 的乘法器信號。 4.6 電流合成器

首先，應為變流器選擇一個匝比。變流器是設計用來在峰值輸入電流情況下產生 1V 的電壓。在達到電流極限跳變點 (1.4V) 之前，這樣就能容許足夠的裕度。如果 IPK為 9.5A，那么比較合適的匝比為 50：1。這一匝比使感應網絡損耗低于 150 mW，并且允許使用一個 1/4W 的電阻器。對檢測電阻器求解，得出：

在前面的電流合成器章節中提到 RVS 等于 22 kΩ。現在就可以計算出電流合成器的電容：

4.7 控制環路設計 4.7.1 小信號模型

ZVT PFC 升壓轉換器的小信號模型與標準的 PFC 升壓轉換器模型相似。在大多數開關循環情況下，兩種轉換器運作基本一樣，但是在開關瞬態時，兩者略有不同。這就使得控制環路的設計應按照 [9] 中概述的標準技術進行。

4.7.2 電流環路設計

可在 [5、9、11] 中找到較好的電流環路設計參考方案。平均電流模式控制環路的設計以交叉頻率的選用開始。在這一示例中開關頻率為 250 kHz，因此單位增益交叉頻率可以選擇為 40 kHz（開關頻率的 1/6）。但是，在該電路中，所選用的交叉頻率為 10 kHz。由于電流環路主要用于跟蹤線電流，因此對于該應用而言，一個 10 kHz 的帶寬就足夠了。

一旦確定了交叉頻率 (fC)，接下來要做的就是計算出功率級的增益。包括電流感應網絡在內的功率級的小信號模型已在下面給出。該模型不包括開關頻率為一半 [12] 情況下的采樣結果，但卻是一個在相關頻率下較好的近似值。

UC3855A/B 的振蕩器斜坡為 5.2 VPP (VSE)。術語 RSENSE 是指實際輸入電流到感應電流的衰減（即，其包括變流器的匝比）。使用前面所確定的分量值并求出功率級增益在 fC 時的解，可得出 10 kHz 下的增益為 0.63。為了在 fC 時得到一個的值為 1 的增益，誤差放大器必須在 10 kHz 時具有一個 1/0.63 的增益。圖 12A 顯示了誤差放大器，其頻率響應如圖 12B 所示。電阻器 RI 等于 3.3 kΩ，因此所選用的反饋電阻器為 5.6kΩ。在交叉頻率下放置一個零點，從而得到一個 45 度的相位裕度。為了減少開關噪聲，應在一半開關頻率的放置一個極點。下面對設計步驟作了總結。

圖 12 電流誤差放大器示意圖

4.7.3 電壓環路設計

電壓環路的設計應遵循 [5] 中給出的步驟。第一步是確定輸出電容器上的紋波量。

為了滿足 3% 的 THD 規范，由于饋通至電壓誤差放大器的輸出紋波電壓產生的失真極限為 0.75%，這就允許乘法器的失真為 1.5%，其他失真為 0.75%。誤差放大器上一個 1.5% 的二階諧波將會導致輸入端上的 0.75% 的三階諧波失真。在滿負載情況下，所允許的峰值誤差放大器紋波電壓為：

120 Hz 時誤差放大器增益為所容許的誤差放大器紋波電壓除以輸出紋波電壓，或為 0.009 (?41 dB)。所選用的誤差放大器輸入電阻為 1.36 MΩ，以來保持較低的功耗，并容許一個較小的補償電容值。使用兩個值為 681-kΩ 的串聯電阻器來減少電壓應力。圖 13 為電壓誤差放大器示意圖，該放大器的增益為 120-Hz，由 CF 和 RI 積分函數確定。該網絡具有一個單極角色完成 (role off)，并可以輕易的找到電容值，以給出在 120 Hz 時所需的增益。

圖 13 電壓誤差放大器

現在可以計算出交叉頻率，從而確認在交叉頻率下放置了一個電極（由于 Cf 和 Rf的合并），以提供足夠的相位裕度。由于功率級隨著與其關聯的 90 度相位滯后有一個單極響應，因此極點的放置決定了相位裕度的大小。如果在交叉頻率下放置誤差放大器極點，那么環路的總體增益具有一個 45 度的相位裕度。功率級增益可由下式得出：

電壓環路增益 (TV) 為功率級增益和誤差放大器增益的乘積。為了得出交叉頻率，應對 f 求解，并設為 1。

誤差放大器增益為：

那么交叉頻率大約為 11 Hz，從而可以計算出電阻 Rf，以在 f 上放置極點。

最后，電阻器 RD (10 kΩ) 將 dc 輸出電壓設置為 410 V。

4.8 OVP/ENABLE

輸出電壓高于 450 V 則被定義為過壓狀態。為了避免出現 OVP，450V 情況下的比較器所需的分壓器為：

將分壓器中的下層電阻器設定為 33 kΩ，頂層的電阻器則為 2 MΩ，兩個 1MΩ ?的電阻器串聯放置，以降低電壓應力。一個 10nF 的電容器與 33kΩ 的電阻器并聯放置，以進行噪聲過濾。

借助該分壓器，轉換器在 76 VRMS 時開始啟動，這就實現了在大大低于低線壓情況下的啟動。

5 實驗結果

示例轉換器是構建用來展示電路性能的。該電路性能良好，并在全線壓和負載范圍內進行了測試。

圖 14 顯示了 ZVT 與一個傳統的升壓轉換器的效率數據，其是通過簡單移除一些 ZVT 組件得到的。為了穩定功率半導體的溫度，傳統電路需要一個風扇進行降溫。從該數據中可以看出，低線壓情況下，ZVT 電路比傳統轉換器更具優勢。在更高線電壓情況下，直到兩個功率級達到高線壓時，優勢才有所減少。這與其他報告數據 [4、13] 相吻合，也是可以理解的。在低線壓情況下，更高的輸入電流會導致傳統轉換器中更多的開關損耗，而 ZVT 轉換器的開關損耗并不會增加（低線壓情況下兩種轉換器的傳導損耗均會增加）。

圖 14 效率數據

圖 15 顯示了 ZVT 和主開關柵極驅動，以及主開關漏-源電壓。ZVT 柵極驅動在主開關之前走高，同時主開關開啟前將漏極電壓驅動至零。此外，還應該注意到，漏-源電壓波形圖非常清晰，沒有過沖或振鈴，這就減少了器件上的 EMI 和電壓應力。圖 16 顯示了 ZVT 電路波形圖。頂層跡線顯示了 Lr 中的電流。該波形得到很好的抑制，峰值電流大約為 6A。圖 17 顯示了電流合成器波形圖。頂層波形圖為再現 CI 波形圖，底層的波形圖為電感電流。兩個波形圖顯示出較好的一致性。再現圖與實際波形圖之間的任何誤差在高線壓情況下都為最大，并且一般都是由合成器電路中一些微小的失調電壓誤差引起的。

圖 15 ZVT 波形

圖 16 功率級波形

圖 17 電流合成器波形

圖18顯示了低線壓及最大負載情況下的輸入線路電流。THD 和功率因數都處于容許極限內。表 1 給出了帶有單個極點電流誤差放大器鉗位電路的幾種線壓及負載情況下的 THD 和功率因數 (pf) 測量方法。表 2 顯示了帶有圖 9B 中所示的兩級鉗位電路的 THD 和 pf。

圖 18 線路電流

表 1 THD 和 PF與單級誤差放大器鉗位電路線路的對應關系

線路 (VAC)	THD 百分比	Pf
100	6.3	0.998
120	4.5	0.999
200	8.9	0.996
230	10	0.995

表 2 THD 和 PF與兩級誤差放大器鉗位電路線路的對應關系

線路 (VAC)	THD 百分比	Pf
100	4.95	0.999
120	5.30	0.998
200	5.45	0.998
230	5.83	0.998

表 3 功率級廠商

L1、L2	Magnetics、Butler、PA (412) 282?8282
尖峰抑制器	Toshiba、Westboro、MA (508) 836?3939
Qmain	APT、Bend、OR (503) 382?8028
D1	International Rectifier、El Segundo、CA (310) 322?3331
QZVT、D2、D3、D4	Motorola、Phoenix、AZ (602) 244?3550

圖 19 UC3855A/B 的典型應用