摘要：為了減小產品尺寸、降低成本、延長電池壽命、提高電池供電系統的性能，設計人員加快了低電壓、單電源系統的開發、應用趨勢。這種趨勢對消費者是有益的，但卻使得為特定應用選擇合適的運算放大器變得復雜。

通常，單電源工作與低壓工作相同，將電源由±15V或±5V變為單5V或3V，縮小了可用信號范圍。因此，其共模輸入范圍、輸出電壓擺幅、CMRR、噪聲及其它運算放大器的限制變得非常重要。在所有工程設計中，常常需要犧牲系統在某方面的性能，以改善另一方面的性能。下面關于單電源運算放大器指標的折中討論也說明了這些低壓放大器與傳統高壓產品的不同。

輸入級考慮

輸入共模電壓范圍是設計人員在確定單電源運算放大器時應該考慮的首要問題，需要強調的是滿擺幅輸入能力可以解決這一問題，然而，真正的滿擺幅工作又會付出其它代價。

Maxim公司的大多數低壓運算放大器能夠允許的共模電壓輸入范圍包含負電源電壓(表1)，但也只有一部分器件允許擴展到正電源電壓。一般情況下，所允許的輸入電壓只能達到正電源電壓的1V或2V以內。允許信號達到負電源電壓的運算放大器稱為地感應放大器，允許信號達到正、負電源電壓的運算放大器稱作滿擺幅輸入放大器。

表1. Maxim的低壓運算放大器

VOS和IB的考慮

很多應用中，放大器能夠為以地為參考的信號提供+2V/V或更高的增益。這些情況下，地感應放大器足以處理信號的共模范圍，對于這種應用，可以獲得比滿擺幅輸入運算放大器更好的性能。典型的滿擺幅輸入級使用兩個差分對輸入，而不是一個(圖1)。


圖1. (a)滿擺幅輸入級有兩個差分對，(b)標準的地感應輸入級只有一個差分對。

隨著輸入信號從一個電源擺幅移向另一個電源擺幅，放大器也從一個輸入差分對移向另一個輸入差分對。在交越點，這樣的移動會引起輸入偏置電流和失調電壓的改變，影響這些參數的幅值和極性。失調電壓的變化通常會降低滿擺幅放大器(與地感應放大器相比)的失真性能和精度指標。為了將失調電壓的變化減至最小，實現從一個輸入差分對到另一個輸入差分對的平穩轉換，Maxim在其滿擺幅放大器共模輸入范圍的高端和低端都對失調進行了調理。

為減小輸入偏置電流引起的失調電壓，設計人員應保持運算放大器同相端和反相端的阻抗匹配。因為輸入偏置電流通常比輸入失調電流大，所以，不僅對于滿擺幅輸入放大器，對其它所有放大器來說，阻抗匹配都是一個好的解決辦法。

為說明這一點，圖2給出了MAX4122-MAX4129系列運算放大器(輸入、輸出均可達到滿擺幅)的輸入偏置電流隨共模電壓變化的曲線。隨著共模輸入電壓從0V緩慢上升至5V，輸入偏置電流絕對變化量為85nA (從-45nA至+40nA)。而技術指標中的輸入失調電流僅為±1nA。因此，盡管偏置電流的大小、極性變化很大，但反相和同相輸入的曲線圖彼此很靠近(輸入失調電流)。通過保持同相端和反相端的阻抗匹配，可以將輸入偏置電流變化所引起的失調電壓降至最小。


圖2. 滿擺幅輸入放大器的共模輸入電壓從一個電源擺幅過渡到另一個電源擺幅時，輸入偏置電流的極性和大小都可能變化。

圖3給出了典型運算放大器中保持反相和同相結構阻抗匹配的方法。反相結構(圖4)通過將放大器的共模輸入電壓保持在基準電壓(VREF)，可以消除輸入偏置電流的變化。輸出為VOUT = (-VIN x R2/R1) + VREF (1 + R2/R1)。如果R2 = R1，該等式則變為VOUT = -VIN + 2VREF。如果VREF = 2V，而VIN介于0V至 3V之間時，VOUT的范圍為4V至1V。由于共模范圍固定，CMR誤差也可以消除。表2列出了適用于低壓系統的參考值。


圖3. 保持反相端和同相端的電阻匹配，可以將(a)同相配置和(b)反相配置中由輸入偏置電流引起的失調誤差降至最小。


圖4. 保持固定的共模輸入電壓，反相放大器可消除共模抑制誤差。

表2. Maxim的低電壓基準

擺率

用滿擺幅輸入放大器代替地感應放大器時，擺率也會受到影響。地感應放大器的簡單輸入級具有多種提高擺率的工藝，而這些工藝不能用于具有兩個差分對的滿擺幅輸入放大器。例如，MAX4212系列運算放大器(表1)為地感應輸入，能夠在最大電源電流為7mA時達到600V/μs的擺率和300MHz帶寬。如果讓它提供滿擺幅輸入，所有其它參數保持不變，則擺率會降低幾倍。

輸出級考慮

低壓設計可能不需要滿擺幅輸入特性，但卻需要滿擺幅輸出，以盡量擴大動態范圍。因為運算放大器在多數應用中提供放大功能，所以輸出電壓通常大于輸入電壓。所以，并不總是需要滿擺幅輸入，卻常常需要滿擺幅輸出級，滿擺幅輸出級不同于雙電源運算放大器中的輸出級。

滿擺幅輸出級一般包含一個共發射極放大器，標準的輸出級通常是射極跟隨器(見圖5)。共發射極輸出放大器的輸入、輸出壓降相對較低(集電極-發射極飽和電壓，或稱VCE(SAT))，但典型的射極跟隨器輸出與電源擺幅的差值大于VCE(SAT) (由電流源產生)與VBE (由輸出晶體管產生)之和。


圖5. 滿擺幅輸出級(a)共發射極結構，(b)標準輸出級一般為射極跟隨器。

因為雙極型晶體管的VCE(SAT)取決于流過晶體管的電流，所以雙極性運算放大器的輸出擺幅與負載電流有關。由此可見，放大器雖然標稱是滿擺幅輸出，但其輸出級實際上并不能夠達到滿電源幅度。例如，MAX4122的負載電阻為100kΩ，最大擺幅與正電源電壓相差12mV，與負電源電壓相差20mV。然而，負載為250Ω時，擺幅只能達到正電源電壓的240mV以內、負電源電壓的125mV以內。

對CMOS輸出級，雙極型晶體管的集電極-發射極電壓則對應于MOSFET的漏-源電壓，漏-源電壓是MOSFET導通電阻和溝道電流之積。因此，MOSFET輸出級的電壓擺幅也是負載的函數。

增益與負載的關系

滿擺幅放大器的共發射極電路除了具有低輸入-輸出壓差外，其它參數也與射隨器不同。共發射極電路提供電壓增益，輸出阻抗相對較高；射隨器則提供單位增益，輸出阻抗較低。因此，滿擺幅運算放大器通常提供一個輸出節點，用于補償，而標準運算放大器的補償電路一般位于前一級。對于滿擺幅運算放大器，由此產生的增益受負載電流的影響，使其驅動容性負載時不穩定。

這些滿擺幅輸出放大器的性能可通過仔細設計運算放大器加以改善，折衷辦法是提高電源電流，比射隨器輸出級的運算放大器消耗更多的電流。MAX4122-MAX4129系列運算放大器在驅動容性負載方面性能優異(見表1)，這類運算放大器驅動500pF時，滿擺幅輸入、輸出穩定，可用于驅動終端匹配不好的線纜和模數轉換器的容性輸入級。由于能夠驅動大容性負載，因此具有較好的大信號電壓增益，即使是在重載情況下。

開環增益與輸出擺幅

與所有運算放大器一樣，滿擺幅輸出放大器的開環增益是輸出電壓擺幅的函數。因此，要評估滿擺幅輸出放大器，就必須給出指定電壓、負載下的增益。Maxim正是以這種方法給出增益，而有些廠家的數據資料中沒有這些數據。例如，某些運算放大器的開環增益可以達到106dB，驅動250Ω負載時能夠獲得與電源電壓相差125mV之內的擺幅，但無法同時保證這兩個性能。例如，MAX4122-MAX4129數據資料在其“電氣特性表” (圖6)中明確給出了大信號電壓增益和輸出電壓擺幅(見圖6)，這些器件的大信號電壓增益隨輸出電壓和負載變化的曲線見圖7。


圖6. 大信號電壓增益應包括不同負載下的指標，輸出電壓擺幅也是驅動負載的函數。


圖7. 滿擺幅輸出放大器增益隨負載、輸出電壓擺幅變化的曲線圖。

電荷泵運算放大器

MAX4162系列運算放大器采用一種創新方案的解決標準輸出級提供滿擺幅輸出的問題。運算放大器采用典型的射隨器輸出級，但其內部電荷泵為輸出級提供偏置電壓，從而獲得了滿擺幅輸出。電荷泵也給放大器的其它電路供電，因此，當輸入級為標準的地感應結構時，輸入可以在地與VCC之間變化。該系列運算放大器的技術參數如表1所示，提供200kHz帶寬時，各器件吸收電流只有35μA (包括電荷泵)。放大器在保持低電源電流的同時，還可以驅動相對較大的20Ω、500pF負載。

電荷泵的引入，放大器可以采用標準的輸入、輸出結構，所以這些放大器的性能優于滿擺幅運算放大器。電荷泵運算放大器的共模抑制比非常高，單輸入晶體管對兒不存在雙差分對之間切換時所引起的失調電壓變化問題。另外，即使在負載相對較大的情況下，其典型的射隨器輸出仍可保證較高的開環增益，同時，放大器即使在驅動大容性負載時也能保持穩定。

常見問題

單電源供電還使得噪聲、偏置和失真問題變得比較嚴重。

噪聲

單電源應用一般電壓很低，低電壓使設計人員必須降低噪聲，以保持系統的信噪比。遺憾的是，低電壓通常要求低功耗，而隨著電源電流的降低，放大器噪聲會增大。其它條件相同時，低噪聲放大器的功耗較大。 估算運算放大器的噪聲，需考慮所有噪聲來源：輸入電壓噪聲、輸入電流噪聲和由增益設置電阻引起的熱噪聲。圖8給出了電壓反饋運算放大器的噪聲源。C1為運算放大器反相輸入端的寄生電容，C2對高頻時的噪聲增益和信號帶寬進行限制，R1/R2為標準增益設置電阻，R3用于平衡反相和同相輸入端的電阻。


圖8. 電壓反饋運算放大器的主要噪聲源。

在低頻處，噪聲增益為1+R2/R1 (圖9)。噪聲增益的第一零點在1/2ΠR1C1，到達由C2產生的極點以前，以每十倍頻程6dB的斜率遞增；在極點1/2ΠR2C2處，噪聲增益變得平坦，等于1+C1/C2。隨后，噪聲增益曲線與放大器開環增益曲線相交，并開始以每十倍頻程6dB的斜率衰減(放大器開環增益的標準單極點滾降)。


圖9. 圖8放大器噪聲增益和開環增益圖。

因為輸入電壓噪聲、同相電流噪聲和R3引起的噪聲在整個閉環帶寬內積分，并與電流噪聲增益相乘，可以看出(根據噪聲增益和開環增益圖)，通過選擇低單位增益交越頻率的運算放大器，使電路噪聲最小化。對反相輸入，由R1和R2引起的電流噪聲和熱噪聲只在信號帶寬(1/2ΠR2C2)內積分。因為電流反饋運算放大器中沒有電容C2，所以這類運算放大器的噪聲只在整個閉環信號帶寬內積分。

失真

適當的放大器環路增益能夠使失真最小，否則在其輸入-輸出傳輸函數中將產生非線性。因為高頻處放大器增益減小，所以其諧波失真增加。

給定頻率時，如果運算放大器工作在線性區域，并且環路增益最大，就可以獲得良好的諧波性能。這需要將輸出偏置遠離電源電壓的位置，如圖4 (信號反相并加入一個偏壓)或圖10 (有偏壓，但信號沒有反相)所示。


圖10. 對輸入信號提供增益和偏壓，該電路將輸出偏置在遠離電源電壓的位置。

圖4所示的反相配置通過保持共模輸入電壓不變來消除共模非線性，在滿擺幅輸入放大器中特別有用，因這些放大器的非線性是由共模輸入的變化引起的(輸入級從一個輸入差分對過渡到另一個輸入差分對)。

我們再關注一下輸出級，因為，增益是負載電流的函數，輕載時有助于改善滿擺幅放大器的諧波性能。放大器電壓的偏移量也會影響失真，所有運算放大器在電壓漂移量最小時都有助于改善性能(內部工作點不需偏移很大，保持在線性區域內)。放大器擺率大小與滿功率帶寬有關，同時也影響諧波失真。當放大器工作在滿功率帶寬以外時，相關的擺率限制會產生嚴重的非線性。

產生另一路電源

高性能、單電源運算放大器的應用越來越來普及，但要最大限度地提高性能，有時還必須選擇雙電源供電的放大器。由于雙電源運算放大器的設計沒有單電源設計的局限性，可選則的雙電源供電產品更多。

從正電源獲得負電源的方法非常多，開關型調節器最靈活，而電荷泵轉換器則最簡單、體積最小、價格最低。因為電荷泵使用外接電容(而不是電感)提供電壓轉換，所以在提供輸入電壓的整數倍電壓(-VIN, +2VIN等)時效果最佳。輸出電壓一般沒有穩壓，如果負載電流相對較小時，輸出電壓可以非常接近輸入電壓的整數倍。

因為電荷泵的靜態電流可以非常小，所以輕載時效率很高。如圖11，電荷泵配置為產生一路負壓，電壓大小等于輸入電壓，但極性相反。通過引腳配置可以使內部振蕩器頻率為13kHz、100kHz或250kHz，允許設計人員在靜態電流、電荷泵電容器尺寸或輸出電壓紋波等參數之間進行權衡。


圖11. 簡單、小巧、廉價的電荷泵可以輕松地從正電源產生負電源。