基于軟開關技術的PWM變頻調速系統

PWM(脈寬調制)功率變換技術省去了龐大笨重的工頻變壓器，減小了裝置的體積重量，提高了電源的功率密度與整機效率。然而，在硬開關狀態下工作的PWM變換器，隨著開關頻率的上升，一方面開關管的開關損耗會成比例地上升，使電路效率降低，處理功率的能力減小；另一方面，會產生嚴重的電磁干擾(EMI)。

由于功率開關管并不是理想開關，開通和關斷都需要一定時間，在這段時間里，在開關管兩端電壓(或電流)減小的同時，通過的電流(或電壓)上升，形成電壓和電流波形的交疊，從而產生了開關損耗。本文介紹一種采用軟開關技術的PWM變頻調速系統，使開關損耗大幅減小。

2軟開關技術的優點

所謂軟開關通常是指零電壓開關ZVS(zerovoltageswitching)和零電流開關ZCS(zerocurrentswitchingz)或近似零電壓開關與零電流開關。

硬開關過程是通過突變的開關過程中斷功率流完成能量的變換過程；而軟開關過程是通過電感L和電容C的諧振，使開關器件中電流(或電壓)按正弦或準正弦規律變化，當電流自然過零時器件關斷；當電壓降到零時，器件導通。開關器件在零電壓或零電流條件下完成導通與關斷的過程，使器件的開關損耗理論上為零。

軟開關技術的應用，在理論上使開關管的開關損耗為零，從而可以使開關頻率進一步提高，使電力電子變換器具有更高的效率，更高的功率密度，體積、重量大大減小，具有更高的可靠性；并可有效地減小電能變換裝置引起的電磁污染(EMI)和環境污染(噪聲等)。

3ADRPI變換橋臂的拓撲結構及工作原理

輔助二極管變換極逆變器（ADRPI）拓撲結構見圖1。若定義電路中Q1導通、Q2截止為“1”狀態，而Q2導通、Q1截止為“0”狀態，則這種變換橋臂的基本工作原理是：

（1）設電路的初始狀態為“1”狀態，即Q1導通、Q2截止，極電壓VC2由于箝位二極管Dc的作用被箝位在電源電壓Vin，電感電流iL為穩定正值，電感電壓VL等于零，這時的電感L作為能量儲存元件而存在。這個狀態的持續時間由系統的PWM調制策略所決定。

圖1ADRPI一條變換臂的拓撲結構圖

圖2系統控制電路原理圖

（2）當電路需從“1”狀態變為“0”狀態時，在緩沖電容CC1的作用下關斷Q1，電感電流iL通過二極管D2續流，電感L與電容C2諧振。當iL由正值變為負值時，Q2在零電壓條件下自然導通。當VC2諧振到零時，二極管Dfw導通，VC2被箍位在零值，iL保持為穩定負值，VL為零，電路保持在“0”狀態。

（3）當PWM調制要求電路從“0”狀態變回到“1”狀態時，在緩沖電容CC2的作用下關斷Q2，iL通過二極管D1續流，L與電容C1諧振。當iL由負值變為正值時，Q1在零電壓條件下自然導通。當VC2諧振到Vin時，二極管Dc導通，VC2被箝位到電源電壓Vin，iL保持為穩定正值，VL為零，電路回到“1”狀態。

從以上ADRPI變換橋臂的工作過程可看出，開關次序Q1?D2?Q2?D1，給所有開關器件提供了最優越的開關環境。在Q1、Q2的導通過程中，通過帶有零電壓檢測的基極驅動電路檢測橫跨開關器件兩端的電壓，以保證當二極管D1或D2停止導電后，Q1或Q2迅速自然導通，這樣就基本上消除了器件的導通損耗。而且在這個過程中并不需要使用快速二極管，二極管D1、D2在通過其上的電流為零后自然關斷。Q1、Q2的關斷過程是在緩沖電容CC1、CC2的作用下完成的。在Q1、Q2關斷的瞬間，其上電壓為零，而后，其上的dv/dt將受到CC1、CC2的限制，這樣就完全排除了在關斷過程中大電流和高電壓同時存在的可能，從而極大地減少了關斷損耗。二極管Dfw和Dc也具有非常良好的工作環境，其上的dv/dt被諧振電容所限制，而關斷時的di/dt又被電感L所限制。

在這種零電壓開關模式下工作的大功率開關管，只有在橫跨其兩端電壓為零時才能導通，這意味著同一橋臂的另一開關此時承受著全部電壓，即已經關斷。因此這種技術從根本上排除了由于直通而造成電源短路的可能，使逆變橋臂的工作具有很高的可靠性。圖1所示拓撲結構又稱為結實型變換橋臂（ruggedinvertleg）。

使用一條結實型橋臂，可使穩定的直流電源變為可調節的直流電源，輸出電壓隨著占空比的變化從零電壓變化到電源電壓，并且允許功率反向流動，這種電源可用于兩象限的直流傳動控制。使用兩條結實型橋臂，可構成一單相交流電源，這種逆變器理論上對負載功率因數沒有任何限制，因此可用于不間斷電源或單相交流傳動控制系統。

我們在主電路中使用三條結實型橋臂構成三相交流逆變器，這種逆變器可對具有任意功率因數的三相不平衡負載供電，可用于三相交流傳動控制系統。

4控制電路和系統應用軟件的設計

4?1系統控制電路

系統控制電路如圖2所示。

系統控制電路以8051單片機為中央單元，與825316位可編程計數/定時器、8155可編程RAM、I/O口擴展芯片及EPROM等組成HEF4752V的支持電路。

8051主要完成控制工作，向8253送時間常數和控制字。8253的三個計數器分別生成HEF4752V所需的fvct、ffct、frct和foct。8155用于擴展I/O口，接受控制字，給定各切換點的開關頻率值。

鑒于本系統對精度要求不高，控制系統采用開環控制。利用PWMIC，使控制系統的軟硬件設計較為簡單，而且，本系統具有良好的保護功能和檢測功能，系統輸出的電壓波形中諧波次數也很高，極易濾除。

HEF4752共分8個載波區段，載波頻率比N=15、21、30、42、60、84、120、168，載波頻率比與輸出頻率的關系見表1。對應每個載波頻率比區段，FCT計數器送出2N個δi數據供脈寬調制用。在相同的載波頻率比N下，fvct越高，則調幅比a越小，使輸出電壓越低。這樣，就得到了經雙邊調制的某相輸出信號。當載波頻率比N與fvct確定以后，一個周期中調制值δi的變化規律也就相應確定。

表1載波頻率比與輸出頻率的關系

輸出頻率f(Hz)	載波頻率比N	開關頻率fr(Hz)
3.57－5.95	168	600－1000
5.00－8.33	120	600－1000
7.14－11.9	84	600－1000
10.00－16.67	60	600－1000
14.29－23.81	42	600－1000
20.00－33.30	30	600－1000
28.57－47.62	21	600－1000
40.00－66.67	15	600－1000

HEF4752輸出SPWM波的頻率f是由FCT時鐘計數器經3360分頻后得到的。而開關頻率fr則是FCT計數器經與載波頻率比N的8個值對應的8組分頻器分頻后得到。這8組分頻器分頻數分別是224（對應N=15）、160、112、80、56、40、28、20（對應N=168）。必須根據開關器件容許的開關頻率來限制最高開關頻率frmax。

在頻率比變化點附近，為了避免不穩定，設置了頻率比重疊區。

IGBT是電壓驅動，對驅動電路的要求比較高，一般有分立元件構成的驅動電路和集成化專用驅動電路。本系統采用HL402具有先降柵壓、后軟關斷的雙重短路保護功能的芯片。其性能更好，整機的可靠性更高及體積更小。

4?2系統應用軟件的設計

在系統應用軟件的設計過程中，本系統采用了如下措施：

（1）HEF4752各端口的連接

HEF4752的三個時鐘輸入，由8253的三個計數器輸出，計數器的“0”號輸出端，接到HEF4752的FCT時鐘輸入端；計數器的“1”號輸出端接到HEF4752V的OCT和RCT時鐘輸入端；計數器的“3”號輸出端接到HEF4752的VCT時鐘輸入端。

（2）8253的時間常數

8253的計數時鐘為2MHz，得到三個通道的時間常數為

0＃ffct0012H

1＃frct、foct0007H

2＃fvct0008H

在程序中，我們規定控制方式字如表2所示。

表2控制方式字內容

位	狀態	功能
D0	0	停止工作
	1	啟動工作
D1	0	負序
	1	正序
D2	0	晶體管
	1	晶閘管
D3	0	升頻
	1	降頻
D4	0	申請中斷
	1	不申請中斷

8051從8155讀入控制方式字及輸出頻率，向8253送入相應的時間常數，按控制方式字提供的控制方式來控制。當系統沒有接到中斷信號的時候，仍按以前的方式輸出，當系統接到中斷信號時，8051會重新讀入控制方式字和給定頻率，改變輸出狀態。