高頻串聯逆變器諧振極電容緩沖電路的研究

摘要：探討了一種適合MHz級高頻逆變器的無損諧振極電容緩沖器。詳細分析了逆變器的換流過程，研究了不同諧振極電容值對器件關斷損耗和總體損耗的影響，給出了設計方法。仿真和實驗波形證明了理論分析的正確性。

關鍵詞：高頻逆變器；電容緩沖電路；換流過程；無損

1??? 引言

??? 隨著快速開關器件(如功率MOSFET)的出現，使高頻感應加熱電源的實現成為可能。串聯諧振逆變器是實現高頻感應加熱電源最常見的拓撲結構。然而,若使其工作在頻率高于1MHz的情況下，為更好地限制di/dt和du/dt，減少器件的開關損耗，需對逆變器的緩沖電路提出更高的要求。

??? 常規的緩沖器，如RCD緩沖電路，采用電阻來放電，隨著開關頻率的提高，消耗在緩沖器上的能量也隨之增加，大大降低了整個逆變系統的效率。而在MOSFET漏源間直接并聯一個無損緩沖電容可以有效地降低開關器件的關斷損耗，將常規緩沖器中電阻消耗的能量反饋給負載或電源，更適合用于高頻逆變器場合。文獻[1][4]已在這方面進行了理論分析和推導。在此基礎上，本文對在頻率高達MHz級情況下含有諧振極電容緩沖器的串聯諧振逆變器特性和參數設計作了進一步探討，并進行了仿真和實驗驗證。

2??? 含有諧振極電容緩沖器的逆變器換流過程分析

??? 圖1為簡化的含有諧振極電容緩沖器的串聯諧振逆變器主拓撲電路。在四個橋臂上的開關器件MOSFET漏源兩端分別并聯了一個無損電容器，其中C₁=C₂=C₃=C₄=C。在感性負載條件下,開關頻率f應略高于諧振頻率f_r，輸出電流i_o的相位滯后于輸出電壓U_o。具體工作過程如圖2所示。

圖1??? 簡化的含有諧振極電容緩沖器的串聯逆變器主拓撲電路

(a)??? 換向前??????????? (b)??? 換向中

(c)換向后??????????? (d)負載電流改變方向后

圖2??? 含有諧振極電容的串聯諧振逆變器的換流過程

??? 狀態0??? 換向前，S₁及S₄導通，負載電流方向為i_o>0；此時電容C₁及C₄上的電壓為零。C₂及C₃上的電壓為U_dc，如圖4(a)所示。

??? 狀態1??? S₁及S₄關斷，開始換向，負載電流以i_o/2向C₁及C₄充電，通過C₂及C₃放電，如圖4(b)所示。

??? 狀態2??? 在換向過程中，待C₁及C₄上的電壓達到U_dc，C₂及C₃上的電壓下降為零，而負載電流仍未過零，則會通過內部反并聯二極管D₂及D₃續流，如圖4(c)所示。

??? 狀態3??? 負載電流i_o過零后，S₂及S₃導通，如圖4(d)所示。

??? 上述為上半個周期工作過程，下半個周期工作過程與上半個周期相似，在此從略。

3??? 諧振極電容緩沖器的設計方法

??? 對含有諧振極電容的串聯諧振逆變器，在工作過程中，如果緩沖電容尚未放電結束就觸通同橋臂的MOSFET器件(非零壓開通)，電容放電電流將直接流入開關管，不僅會造成巨大的開通損耗，而且開關管也易因過流而損壞。當f_s>1MHz時，更增加了非零壓開通的危險性。

??? 設計中，關鍵是如何確定電容C和關斷角β₀的數值。一個較大的C值，會減少關斷損耗，但同時會使通態損耗增加；β₀越小，功率因數就越高，但過小的β₀又將引起開關管的非零電壓開通。所以，在選擇C和β₀時，需在保證零電壓開通的前提下，取得盡可能小的關斷損耗。以下分析中均假定負載的品質因數很高，且負載電流為正弦波。

??? 串聯諧振逆變器的輸出電流i_o和開關管漏源極間電壓u_DS波形如圖3所示。假定i_o在ω t=0時刻改變方向，i_o的幅值為I_o，則i_o可表示為

??? i_o=I_osinωt??? （1）

圖3??? 串聯諧振逆變器輸出電流和開關電壓波形圖

??? 在t=－t_off時刻，關斷S₁及S₄；t=－t_on時刻，反向二極管D₂及D₃開始導通。在(－t_off<t<－t_on)這段換向期間，C₁及C₄用負載電流i_o的1/2進行充電，如圖2(b)。開關管S₁及S₄的開關電壓u_DS可表示為

???? u_DS=(cosωt－cosβ₀)??? （2）

??? 為保證零電壓開通，u_DS必須在t=0之前達到U_dc。圖3中，ωt=－ξ時，u_DS上升到U_dc。代入式（2）得

??? cosβ₀=cosξ－??? （3）

??? 式（3）中C，β₀，ω，ξ均未知，確定它們的數值非常困難，以下我們先討論如何選擇C值。

??? 在MOSFET可靠關斷，u_DS上升到U_dc的瞬間，負載電流i_o恰巧下降到零(ω t=0)。設此時C=C_n，則近似有

??? C_n=??? （4）

式中：t_s為電流下降時間。

??? 在零電壓開通情況下，開通損耗接近為零，關斷損耗總是存在的，開關管兩端并聯的諧振極電容實際上相當于一個關斷緩沖網絡。C越大，關斷損耗就越小，同時也將導致低功率因數，增加無功功率。通常，在C=0.45C_n附近，總體損耗達到最小^[2]。另外，在MHz級的高頻情況下，器件的輸出電容C_oss已不容忽視。所以，可參考式（5）來選取C值。

??? C=0.45C_n－C_oss???（5）

??? C值一旦確定，據式(3)即可通過選取恰當的ξ來確定β₀。如果輸出功率恒定，ξ值偏大會導致較大的負載電流，增加了無功功率，所以，ξ必須選得盡可能小，假定ξ=0。串聯諧振逆變器中，開關頻率ω應略大于負載諧振頻率ω_r，使其工作于感性狀態下。又考慮到開關頻率，負載電流等物理量在實際運行中都會隨著負載溫度的變化而改變，從而可能使逆變器偏離最佳工作點，β₀的選取應留有一定的裕度。設計中可參考式（6）來確定β₀

???β₀=cos^－1??? （6）

式中：K應根據實際線路中ω，I_o，U_dc的變化范圍來確定，一般取略大于1。

??? 根據上述所選擇的C和β₀值，下面討論帶有串聯諧振負載的串聯諧振逆變器中其它參數，如感性角φ，開關頻率ω，觸發脈沖的脈寬t_pw的設計方法。

??? 由圖3不難推出直流電流I_d的表達式為^[1]

???I_d=I_osinωtdωt=(cosξ＋cosβ₀)（7）

輸出功率

??? P_o=U_dcI_d=U_dcI_ocosξ－ωCU_dc²（8）

視在功率??? S=??? （9）

負載功率因數

??? PF=≈cosξ－ωCU_dc(10)

又因為負載功率因數??? PF=cosφ??? (11)

由式（10）和(11)，假定ξ=0可得

??? cosφ=1－=??? (12)

由式（12）即可確定出合理的負載感性角φ。

又因為

??? tanφ=Q??? (13)

式中：Q為品質因數。

??? 由式（13）即可確定開關頻率ω。不難得出在此工作頻率下觸發脈沖的最佳脈寬為

??? t_pw=－〔t_d(on)＋t_r＋t_d(off)＋t_f〕(14)

式中：t_d(on)，t_r，t_d(off)，t_f為MOSFET的內部參數。

??? 由式(14)可知，脈寬的選擇不僅與β0及T有關，而且與器件本身的特性也有很大關系。

4??? 諧振極電容對器件關斷損耗和總體損耗的影響

??? 根據以上分析，當逆變器工作在最佳狀態時，其開通損耗接近為零，也容易推出關斷過程中損失的能量為

??? E_off=(15)

輸出功率因數cosφ為

??? cosφ=1－(16)

由式(15)和(16)可以看出，C值越大，關斷時損失的能量E_off越小。但同時，輸出功率因數cosφ也降低了，假定輸出功率不變，將引起視在功率的增加，從而導致較大的通態損耗。

??? 以下用Pspice軟件進行仿真分析。開關器件是根據APT公司生產的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐壓1000V，電流34A，C_oss=1360pF，t_d(on)=22ns，t_r=20ns，t_d(off)=145ns，t_f=16ns。所用直流電壓源U_dc=100V，輸出電流的幅值I_o=21A，諧振頻率f_r=1MHz，由式（5）和式（6）計算出諧振極緩沖電容和關斷角的參考取值C=3980pF，β₀=34.68°。推出相應的φ=24.33°，f=1.058MHz，t_pw=175ns。

??? 諧振極緩沖電容對減少MOSFET關斷損耗的作用可以從工作波形看出，如圖4所示。

(a)??? C=0

(b)??? C=3980pF

圖4??? 串聯諧振逆變器中MOSFET關斷時刻的仿真波形

圖中：1—開關電壓2—開關電流3—關斷功率損耗

??? 以下取不同的緩沖電容值，對器件關斷功耗和平均損耗的影響作了仿真分析。仿真結果如表1所列。

表1??? 不同緩沖電容值對器件關斷損耗和平均損耗影響對比表

C/pF	關斷損耗/μJ	平均損耗/W
0	31.88	37.7
2000	21.15	31.8
3000	17.92	31.1
3980	15.35	30.5
4500	14.77	32.5
6000	14.58	34.6

??? 由表1可看出，當C=3980pF，β₀=34.68°時，開關器件工作在零電壓開通狀態，總體損耗的大小也可以接受。如果電容值過小，關斷損耗特別大；電容值過大，一方面它減少關斷損耗的作用明顯降低了，另一方面還會導致巨大的通態損耗。

5??? 實驗結果

??? 在實際高頻大功率串聯諧振電路中，測量功率器件MOSFET的開通和關斷損耗是相當困難的。由于實際條件所限，實驗中采用如圖5所示的具有感性負載的單管測試電路。選用的功率MOSFET器件是IXYS公司生產的IXFX24N100。C_oss=750pF，t_d(on)=35ns，t_r=35ns，t_d(off)=75ns，t_f=21ns。直流電壓是經過三相整流輸出的U_dc=100V。開關頻率f=1.005MHz。因為，該測試電路并未構成串聯諧振逆變器，無需考慮到關斷角β₀的影響。實驗波形如圖6所示。