基于DSP的滯環(huán)跟蹤型有源電力濾波器數(shù)字控制系統(tǒng)

摘要：介紹了一種基于新型數(shù)字信號處理器（DSP）TMS320F2407A數(shù)字控制的滯環(huán)跟蹤型并聯(lián)有源電力濾波器，以DSP為核心的數(shù)字控制電路完成諧波提取、指令電流產(chǎn)生、直流側(cè)電壓控制、系統(tǒng)保護等功能，實現(xiàn)了一種全數(shù)字控制的有源電力濾波器。

關(guān)鍵詞：數(shù)字信號處理器；數(shù)字控制；有源電力濾波器

1? 概述

??? 隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，有源電力濾波器作為抑制電網(wǎng)諧波、補償供電系統(tǒng)無功功率的新型電力電子裝置得到了迅速發(fā)展，并已應(yīng)用于實際工程中。并聯(lián)型有源電力濾波器是有源電力濾波器中最基本的形式，獲得了最為廣泛的應(yīng)用，圖1是并聯(lián)型有源電力濾波器的系統(tǒng)原理框圖。

圖1并聯(lián)有源電力濾波器系統(tǒng)原理框圖

??? DSP數(shù)字控制系統(tǒng)檢測非線性負載的電流與網(wǎng)側(cè)電壓相位，按照一定的算法提取出諧波電流，通過APF向電網(wǎng)實時注入與系統(tǒng)諧波相位相反大小相等的補償諧波電流以抵消諧波，達到消除系統(tǒng)諧波污染的目的。由于滯環(huán)控制具有反應(yīng)速度快，控制精度較高，不需要了解負載的特性等優(yōu)點，在有源電力濾波器中采用該控制方法是有利的。本文給出了一種基于DSP的滯環(huán)跟蹤型有源電力濾波器數(shù)字化控制系統(tǒng)。

2? 滯環(huán)跟蹤型有源電力濾波器系統(tǒng)的總體設(shè)計

??? 滯環(huán)跟蹤型有源電力濾波器的DSP數(shù)字化控制系統(tǒng)框圖如圖2所示。

圖2? 系統(tǒng)框圖

??? 以DSP為核心的數(shù)字控制系統(tǒng)完成如下功能：

??? 1)檢測非線性負載的電流I_la、I_lb、I_lc與網(wǎng)側(cè)電壓相位，提取出諧波，反向后得到諧波補償指令電流；

??? 2)檢測有源電力濾波器主電路的電流（實際補償電流）I_ca、I_cb、I_cc，送入滯環(huán)電流跟蹤控制電路，使其跟蹤諧波補償指令電流，從而抵消電網(wǎng)中的諧波成分；

??? 3)檢測變流器直流側(cè)總電壓，通過PID調(diào)節(jié)，使得直流側(cè)電壓穩(wěn)定；

??? 4)控制裝置的軟啟動和關(guān)機，并提供裝置的過流、過壓保護。

3? 系統(tǒng)時序的設(shè)計

??? 系統(tǒng)控制核心TMS320F2407A的顯著優(yōu)點是高速AD采樣（最快達到500ns），使得系統(tǒng)的控制周期僅為25μs，這意味著三相非線性負載電流采樣頻率達到了40kHz。負載電流采樣周期越短，補償諧波的實時性、準(zhǔn)確性越高。兼顧A/D采樣的準(zhǔn)確性，取DSP一次A/D轉(zhuǎn)換的時間為1μs，三相非線性負載電流和直流側(cè)電壓共需要4μs，采用dq法計算指令電流需要5μs，諧波指令電流的D/A轉(zhuǎn)換一共需要10μs，其他部分占用時間很少，圖3是程序中以上主要模塊的的時序安排。

圖3? 程序主要模塊的流程圖

4? 諧波電流的計算

??? 在DSP主程序中，諧波電流的計算是一個非常重要的部分，因為，指令電流計算的準(zhǔn)確與實時性直接關(guān)系到APF補償性能的好壞，假如指令電流誤差很大，即使滯環(huán)跟蹤補償電流發(fā)生器輸出完全跟蹤諧波補償指令電流，最終的補償結(jié)果誤差也會很大。本文采用基于瞬時無功功率理論的d－q法計算諧波指令電流，d－q法的框圖如圖4所示。

圖4? d－q變換框圖

??? 將瞬時A/D采樣的三相電流信號經(jīng)過如下變換，得到d－q坐標(biāo)系表達式。

i_dq0===（1）

式中

C=×（2）

??? 在d－q變換后，基波成分轉(zhuǎn)換為直流分量(i_d，i_q)，基波不對稱和諧波成分轉(zhuǎn)換為(i_d，i_q，i₀)，對于三相三線制系統(tǒng)，i₀=0。圖4中的低通濾波器用來將與基波成分對應(yīng)的直流分量分離出來，再經(jīng)過d－q反變換后，得到三相對稱基波，最后與輸入的負載電流相減得到諧波、基波的非對稱部分。

??? 采用新型DSP－TMS320F2407A實現(xiàn)圖4所示d－q變換，但是對于有限字長DSP－TMS320F2407A，通過LPF傳遞函數(shù)的推導(dǎo)，可以發(fā)現(xiàn)其采樣頻率遠不能達到A/D采樣的頻率，即40kHz。雖然DSP可以通過移位、加法等方法實現(xiàn)32位算術(shù)運算，但是這必將大大增加DSP的計算量，并且降低分辨率，無法滿足有源電力濾波器的實時性、準(zhǔn)確性要求。為解決這個矛盾，我們在諧波提取中采用了兩種采樣頻率工作的方式：d－q變換和LPF采用較低的頻率工作；其它部分的工作頻率為40kHz。通過頻譜分析可知，19次以上諧波含量很少，所以我們可以只補償19次以下諧波，根據(jù)采樣理論，我們選擇LPF的采樣頻率為2.5kHz。

5? 直流側(cè)電壓控制

??? 為了保證主電路有良好的補償電流跟隨特性，直流側(cè)電壓必須大于電網(wǎng)線電壓峰值，方能實現(xiàn)電流可控，因此必須將變流器直流側(cè)電容的總電壓控制為一個適當(dāng)?shù)闹担瑢嶋H選為700V。

??? 系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時，理想的APF是不需從電網(wǎng)獲取能量的。實際的APF因其損耗將需要從電網(wǎng)吸收少量能量，其直流側(cè)電容的電壓平均值將發(fā)生變化，所以必須對直流側(cè)電容電壓加以閉環(huán)控制。

??? 圖5所示的是具有直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)功能的指令電流運算電路框圖。

圖5? PI調(diào)節(jié)框圖

??? 圖5中，V_cr是直流側(cè)電壓的給定值，V_cf是直流側(cè)電壓的反饋值，兩者之差經(jīng)PI調(diào)節(jié)后再經(jīng)過限幅處理，限幅是為了保證指令電流的范圍在APF容量之內(nèi)，限幅后得到調(diào)節(jié)信號Δi_d，它疊加到有功電流i_d上（圖4）。這使得有源電力濾波器的補償電流中包含一定的基波有功分量，使電網(wǎng)向有源電力濾波器的直流側(cè)補充能量，將直流側(cè)電壓V_c維持在給定值。當(dāng)V_cf比V_cr小時，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器的作用，使得Δi_d為正，由圖4可知經(jīng)過運算最終得到的指令電流中將含有正的有功電流分量，在這個指令電流的作用下，補償器的主電路在對諧波電流進行補償?shù)耐瑫r，將從電網(wǎng)吸取相應(yīng)的有功功率，使得變流器的直流側(cè)電容電壓上升直至反饋電壓與給定值相同。反之，當(dāng)V_cf比V_cr大時，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器的作用，使得Δi_d為負，經(jīng)過運算最終得到的指令電流中將含有負的有功電流分量，在這個指令電流的作用下，補償器的主電路在對諧波電流進行補償?shù)耐瑫r，將向電網(wǎng)釋放相應(yīng)的有功功率，使得變流器的直流側(cè)電容電壓下降直至反饋電壓與給定值相同。

??? 上述算法由DSP完成，采用增量式PID算法控制,不但簡化了硬件電路，并且使得參數(shù)變化靈活，達到了良好的動態(tài)、靜態(tài)特性。

6? 實驗結(jié)果

??? 從圖6及圖9中可以看出提取出的諧波中基波殘余成分很少，諧波成分很純，諧波提取達到了很高的準(zhǔn)確率。從補償效果圖7來看，數(shù)字法實現(xiàn)的諧波提取可以解決DSP有限字長、速度和有源電力濾波器高速、實時性之間的矛盾，DSP數(shù)字控制系統(tǒng)能夠滿足有源電力濾波器要求，從而實現(xiàn)有源電力濾波器控制系統(tǒng)的數(shù)字化。在保證檢測和控制實時性的同時，可以提供較高的計算精度，而且調(diào)試方便，改變控制參數(shù)或控制方法容易，性能優(yōu)于傳統(tǒng)的采用模擬電路控制有源電力濾波器的方法。

圖6? 補償前的a相電流i_la(THD=76％)及提取出的諧波i_ah

圖7? 補償后的a相網(wǎng)側(cè)電流(THD=12％)

圖8? 負載電流FFT分析

圖9? 提取諧波的FFT分析