一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路

摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個(gè)電路的效率，同時(shí)，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場(chǎng)合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一個(gè)100W的電路實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。

關(guān)鍵詞：電流箝位升壓；功率因數(shù)校正；完全斷續(xù)電流模式

0??? 引言

??? 在以往的有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)渲校粋€(gè)帶乘法器的控制芯片不可避免。為了降低成本，一種電流箝位（Clamped Current Boost,CCB）的控制方法可以簡(jiǎn)化電路。在這種電路中，每半個(gè)周期中開關(guān)電流峰值被箝位至一個(gè)參考值。輸入電流的波形跟隨輸入電壓，這樣就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器來提供一個(gè)電流參考值，而可以利用任何一種峰值電流控制的芯片（如UC3843）來完成這個(gè)功能，從而大大降低了成本，簡(jiǎn)化了電路。

??? 但是，以往提出的箝位電流模式電路，在低輸入電壓時(shí)工作在斷續(xù)電流DCM，在高輸入電壓時(shí)工作在連續(xù)電流模式CCM。而CCM的工作方式存在兩個(gè)缺點(diǎn)：一是電路中的續(xù)流二極管的反向恢復(fù)，這降低了電路的效率；二是電路中的電感值比較大，這給提高電路的功率密度帶來了困難。

??? 本文提出了一種在通用的整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)工作在DCM的CCB PFC電路。該電路消除了二極管的反向恢復(fù)問題，從而提高了電路的工作效率；同時(shí)，由于工作在電流斷續(xù)模式，電感量減小，這樣就可以減小電感的體積，提高功率密度。

??? 本文給出了該電路拓?fù)涞臄?shù)學(xué)分析并且給出了一個(gè)100W的電路實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1??? 理論分析

??? 電路原理圖如圖1所示。在進(jìn)行分析之前，假設(shè)以下條件成立：

??? ——所有的元器件都是理想的；

??? ——變換器工作在穩(wěn)態(tài)時(shí)，開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于交流母線的頻率，從而可以認(rèn)為在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓是恒定的；

??? ——輸入電壓是理想的正弦波v_ac=V_msin(ω_Lt)，其中ω_L為交流母線的頻率；

??? ——參考電壓在一段時(shí)間內(nèi)是一個(gè)恒定值V_ref；

??? ——輸出電壓是恒定的。

圖1??? CCB PFC電路

??? 為了便于分析，使得計(jì)算的結(jié)果與具體的電路參數(shù)無關(guān)，我們采用標(biāo)幺值，即令

??? V_b=V_o；

??? I_b=V_o/R_t(R_t=2L/T_s，T_s為開關(guān)周期)；

??? 則輸入的電壓峰值為：

??? V_m=V_m/V_b（1）

??? 與傳統(tǒng)的CCB PFC電路不同，在整個(gè)母線電壓輸入周期內(nèi)，該電路工作在電流斷續(xù)模式。在每半個(gè)周期內(nèi)，有兩種電流斷續(xù)工作模式。如圖1所示，在開關(guān)周期開始階段，Boost電路中的開關(guān)管處于開通的狀態(tài)，電感中的電流i_L從零開始增加。在采樣電壓（R_ii_L）達(dá)到參考電壓（V_ref）和斜率補(bǔ)償電壓（V_R）的和,或者達(dá)到最大占空比時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷，電感電流線性減小（如圖2）。這兩種工作模式分別定義為DCM₂和DCM₁。

(a)??? DCM₁(D=D_max)

(b)??? DCM₂(D<D_max)

圖2??? 兩種電流斷續(xù)工作模式

??? 對(duì)一個(gè)周期內(nèi)電感電流求平均值，可以得到兩種DCM工作模式下的電流歸一化后的表達(dá)式分別為：

??? i_L,avDCM1=（2）

??? i_L,avDCM2=（3）

式中：K_r為電流模式斜率補(bǔ)償深度系數(shù)。

??? DCM₁和DCM₂的邊界條件為：

??? D==D_max（4）

式中：斜率補(bǔ)償M_c=I_R/(D_maxT_s)，I_R為斜率補(bǔ)償電流。

因此，可以得出DCM₁和DCM₂兩種工作模式的邊界點(diǎn)為：

??????? ω_Lt=arcsin

式中：為斜率補(bǔ)償電流峰值。

??? 由前所述，可以得到每半個(gè)周期的平均電流歸一化暫態(tài)值：

??? i_Lav(ω_Lt)=（5）

??? 由上面的分析可以得到每半個(gè)工頻周期，在不同輸入電壓下，輸入電流的的波形如圖3所示。

圖3??? 輸入電流波形與輸入電壓的關(guān)系圖

??? Boost電感值必須保證在整個(gè)周期內(nèi)，電路工作在DCM模式。

??? 在最小輸入電壓下的電流峰值為：

??? I_inp=P_o/(ηV_in,rms,min)（6）

式中：P_o為輸出功率;

??????????? η為最低效率;

????? V_in,rms,min為最低的輸入電壓幅值。

所以，電感值由式（7）決定。

??? (V_inpmin/L)D_lminT_s>=2I_inp（7）

式中：V_inpmin為最小輸入電壓峰值；

??? D_lmin為在最小輸入電壓時(shí)的最小占空比，即

??? D_lmin=(V_o－V_inpmin)/V_o（8）

輸出電容必須滿足式（9）。

??? C_o>=P_o/(2πf_lineV_oΔV_o)（9）

??? 標(biāo)幺化的功率因數(shù)可以由式（10）獲得。

??? PF=P_in/(V_inrmsI_inrms)（10）

式中：

??? P_in=V_m|sin(ω_Lt)|i_Lav(ω_Lt)dω_Lt（11）

??? =（12）

??? V_inrms=V_m/（13）

那么,

??? I_i,k=(i_LavDCM₁sin(kω_Lt)dω_Lt＋i_LavDCM₁sin(kω_Lt)dω_Lt

??? ＋i_LavDCM₁sin(kω_Lt)dω_Lt（14）

??? THD=，k=3,5,...(2N＋1)（15）

2??? 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

??? 設(shè)定以下工作條件：

??? V_m=127～311V；f_line=50Hz；V_o=380V；

??? P_o=100W；η=0.92；f_s=77kHz；D_max=0.95。

??? 參數(shù)設(shè)定為：

??? L=370μH；K_r=0.22；C=68μF，選用68μF/400V鋁電解電容。

??? 電路圖如圖4所示。

圖4??? 實(shí)驗(yàn)電路圖

??? 獲得的電路波形如圖5所示，由圖5可以看出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果符合理論分析。

(a)??? V_in=90V

(b)??? V_in=120V

(c)??? V_in=220V

(d)??? V_in=265V

圖5??? 實(shí)驗(yàn)電路波形圖

??? 表1為實(shí)驗(yàn)獲得的PF和THD與V_in,rms關(guān)系。由表1可以看出，該電路符合IEC-3-2的標(biāo)準(zhǔn)。

表1??? PF，THD與輸入電壓關(guān)系表

??? 該電路在滿負(fù)載(V_o=380V，I_o=0.263A)下的效率測(cè)試如圖6所示。

圖6??? 滿負(fù)載、不同電壓下的電路效率

3??? 結(jié)語

??? 本文對(duì)一種在通用的整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)DCM CCB PFC的電路拓?fù)洌M(jìn)行了詳細(xì)的理論分析，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該電路可以滿足IEC1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)。同時(shí)，由于它消除了二極管的反向恢復(fù)，采用電流斷續(xù)模式，提高了電路的工作效率和功率密度。這對(duì)于中小功率的應(yīng)用有很大的吸引力。