開關(guān)電源中的電流型控制模式

摘要：討論了開關(guān)電源中電流反饋控制模式的工作原理、優(yōu)缺點(diǎn)，以及與之有關(guān)的斜波補(bǔ)償技術(shù)。

關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；電流型控制；斜波補(bǔ)償

1引言

PWM型開關(guān)穩(wěn)壓電源是一個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng),其基本工作原理就是在輸入電壓、內(nèi)部元器件參數(shù)、外接負(fù)載等因素發(fā)生變化時(shí)，通過檢測被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值，利用差值調(diào)節(jié)主電路功率開關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，從而改變輸出電壓的平均值，使得開關(guān)電源的輸出電壓保持穩(wěn)定。

以開關(guān)電源中的降壓型變換為例（其它類型如正激型、推挽型等，均可由降壓型派生得到），圖1表示了該變換器的主電路的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1降壓型開關(guān)電源

根據(jù)選用不同的PWM控制模式，圖1電路中的輸入電壓Uin、輸出電壓Uo、開關(guān)功率器件電流(可從A點(diǎn)采樣)、輸出電感電流(可從B或C點(diǎn)采樣)均可作為控制信號(hào)，用于完成穩(wěn)壓調(diào)節(jié)過程。目前在開關(guān)電源中廣泛使用的控制方式是通過對(duì)輸出電壓或電流(功率開關(guān)器件或輸出電感上流過的電流)進(jìn)行采樣，即形成2類控制方式：電壓控制模式與電流控制模式。

2電流控制模式的工作原理

圖2為檢測輸出電感電流的電流型控制的基本原理框圖。它的主要特點(diǎn)是：將采樣得到的電感電流直接反饋去控制功率開關(guān)的占空比，使功率開關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓反饋電路中誤差放大器輸出的信號(hào)。從圖2中可以看出,與單一閉環(huán)的電壓控制模式相比,電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成，內(nèi)環(huán)由互感器采樣輸出電感電流形成。在該雙環(huán)控制中，由電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)，即內(nèi)環(huán)電流在每一開關(guān)周期內(nèi)上升，直至達(dá)到電壓外環(huán)設(shè)定的誤差電壓閾值。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速進(jìn)行逐個(gè)脈沖比較工作的，并且監(jiān)測輸出電感電流的動(dòng)態(tài)變化，電壓外環(huán)只負(fù)責(zé)控制輸出電壓。因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的帶寬。

圖2檢測輸出電感電流的電流型控制原理框圖

實(shí)際電路以單端正激型電源為例，如圖3所示。誤差電壓信號(hào)Ue送至PWM比較器后，并不是像電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜波比較調(diào)寬，而是與一個(gè)變化的、峰值代表功率開關(guān)上的電流信號(hào)(由Rs上采樣得到)的三角狀波形信號(hào)(電感電流不連續(xù))或矩形波上端疊加三角波合成波形信號(hào)(電感電流連續(xù))比較，然后得到PWM脈沖關(guān)斷時(shí)刻。在電路中，電流的采樣通常使用一只在MOSFET源極與地之間串聯(lián)的電阻完成，有時(shí)為了提高效率，也可通過在MOSFET源極上接一只電流互感器獲得電流采樣信號(hào)。圖4為各相關(guān)點(diǎn)的波形。

圖3電路穩(wěn)壓原理可以簡述如下：當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，由于變壓器的初級(jí)電流上升率發(fā)生變化，即Ur波形上端的三角波部分的斜率變化，導(dǎo)致Ur與Ue相交的時(shí)間提前或滯后，從而使輸出脈沖寬度變化，達(dá)到輸出電壓值的穩(wěn)定；而當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，Ur與Ue同時(shí)變大或變小，使得電感電流對(duì)輸出濾波電容的充電電流發(fā)生變化，以保持輸出電壓穩(wěn)定。

3電流型控制的優(yōu)缺點(diǎn)

3?1電流型控制模式的優(yōu)點(diǎn)

1)線性調(diào)整率（電壓調(diào)整率）非常好，這是因?yàn)檩斎腚妷旱淖兓⒓捶从碁殡姼须娏鞯淖兓瑹o須經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度，再加上輸出電壓到誤差放大器的控制，使得電壓調(diào)整率更好。由于對(duì)輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)快，故適合于負(fù)載快速變化時(shí)對(duì)響應(yīng)速度要求較高的場所。

2)雖然電源的L－C濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，只有當(dāng)誤差電壓發(fā)生變化時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化。即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進(jìn)而決定功率開關(guān)的占空比。因此，可看作是一個(gè)電流源，電感電流與負(fù)載電流之間有了一定的約束關(guān)系，使電感電流不再是獨(dú)立變量，整個(gè)反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號(hào)電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡化，穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。

3)在推挽型和全橋型開關(guān)電源中，由于2個(gè)開關(guān)器件本身的壓降和開關(guān)延遲時(shí)間不一定完全一致等原因，容易引起變壓器的直流偏磁。采用電流型控制，由于峰值電感電流提供自動(dòng)的磁通平衡功能，可以有效地減少或消除直流偏磁，避免了變壓器的磁飽和。

4)具有瞬時(shí)峰值電流限流功能，這是由于受控的電流在上升到設(shè)定值時(shí)，會(huì)使PWM停止輸出，因此電流型自身具有固有的逐個(gè)脈沖限流功能，在電路中不必另外附加限流保護(hù)電路；而且這種峰值電感電流檢測技術(shù)可以較精確地限制最大電流，從而使開關(guān)電源中的功率變壓器和開關(guān)管不必有較大的冗余，就能保證可靠工作。

5）使用電流型控制，簡化了反饋控制補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、負(fù)載限流、磁通平衡等電路的設(shè)計(jì)，減少了元器件的數(shù)量和成本，這對(duì)提高開關(guān)電源的功率密度，實(shí)現(xiàn)小型化，模塊化具有重要的意義。

3?2電流型控制模式的缺點(diǎn)

1)占空比大于50％時(shí)系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定性，可能會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩；另外，在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇上也有局限，在升壓型和降壓－升壓型電路中，由于儲(chǔ)能電感不在輸出端，存在峰值電流與平均電流的誤差。

2)對(duì)噪聲敏感，抗噪聲性差。因?yàn)殡姼刑幱谶B續(xù)儲(chǔ)能電流狀態(tài)，開關(guān)器件的電流信號(hào)的上升斜坡斜率通常較小，電流信號(hào)上的較小的噪聲就很容易使得控制誤動(dòng)作，改變關(guān)斷時(shí)刻，使系統(tǒng)進(jìn)入次諧波振蕩。

圖3單端正激式開關(guān)電源

圖4單端正激式電路各相關(guān)點(diǎn)波形

圖5D<0.5時(shí)的波形

圖6D>0.5時(shí)的波形

圖7D>0.5時(shí)加斜波補(bǔ)償后的波形

3)在要求輸入／輸出隔離的電路類型中，對(duì)隔離變壓器的設(shè)計(jì)要求較高。例如在單端正激式電路中，為保證從開關(guān)管上取樣的電流斜波具有一定的斜率，要求變壓器初級(jí)的電感量較小，但這樣會(huì)使勵(lì)磁電流增加，效率下降。因此需要協(xié)調(diào)好二者的關(guān)系。

4）電流型控制不大適合于半橋型開關(guān)電源。這是因?yàn)樵诎霕蚴诫娐分校ㄟ^橋臂2只電容的放電維持變壓器初級(jí)繞組的伏－秒平衡；當(dāng)電流型控制通過改變占空比而糾正伏－秒不平衡時(shí)，會(huì)導(dǎo)致這2只電容放電不平衡，使電容分壓偏離中心點(diǎn)，然而電流型控制在此情況下試圖進(jìn)一步改變占空比，使電容分壓更加偏離中心點(diǎn)，形成惡性循環(huán)。

4電流型控制模式中的斜波補(bǔ)償

4.1電流型控制存在問題的改善

針對(duì)電流型控制中的主要缺點(diǎn)，目前許多電流型控制PWM芯片均提供了斜波補(bǔ)償功能，它可以有效改善電流型控制中存在的以下幾個(gè)問題：

1）開環(huán)不穩(wěn)定性電流型電源的占空比大于50％時(shí)，就存在電流控制內(nèi)環(huán)工作不穩(wěn)定的問題。如果給電流控制內(nèi)環(huán)增加一個(gè)斜波補(bǔ)償信號(hào)，則變換器可以在任何脈沖占空比情況下正常工作。斜波補(bǔ)償工作原理如下所述。

圖5表示了由誤差電壓Ue控制的電流型變換器的波形，假如由于某種原因,產(chǎn)生一個(gè)攏動(dòng)電流ΔI加至電感電流IL，當(dāng)占空比<0.5時(shí)，從圖5所示可以看出這個(gè)攏動(dòng)ΔI將隨時(shí)間的變化而減小；但當(dāng)占空比>0.5時(shí)，這個(gè)攏動(dòng)將隨時(shí)間增加而增加，如圖6所示。擾動(dòng)量的增加可能會(huì)導(dǎo)致電路工作的不穩(wěn)定，產(chǎn)生次諧波振蕩。擾動(dòng)量的變化可用數(shù)學(xué)表達(dá)式表示為：

ΔI1=－ΔI0式中：m1，m2分別是電感電流上升和下降的斜率；

ΔI1表示經(jīng)過一個(gè)周期后擾動(dòng)量的大小。

為了消除這種振蕩，可引入斜率為－m的斜波信號(hào)，如圖7所示。這個(gè)斜波電壓既可加至電流波形上，也可以從誤差電壓中減去。這樣一來，擾動(dòng)量變?yōu)椋?

ΔI1=－ΔI0在100％占空比時(shí)求解這個(gè)方程有：

m>m2為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定工作，應(yīng)使斜波補(bǔ)償信號(hào)的斜率大于電流波形下降斜率m2的1/2，從而保證變換器的占空比大于50％時(shí)變換器能穩(wěn)定工作。

2）減小峰值電感電流與平均電流的誤差電流模式控制是一種固定時(shí)鐘開啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法。因?yàn)榉逯惦娏?流過功率開關(guān)或電感上)在實(shí)際電路中容易進(jìn)行采樣，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，電感電流與輸出平均電流之間存在一定的誤差，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對(duì)應(yīng)，因?yàn)樵谡伎毡炔煌那闆r下，相同的峰值電感電流可以對(duì)應(yīng)不同的平均電感電流，如圖8所示。

而平均電感電流是唯一決定輸出電壓大小的因素。與消除次諧波振蕩的方法類似，利用斜波補(bǔ)償可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的影響，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流，如圖9所示。

圖8不同占空比時(shí)，相同峰值電感電流對(duì)應(yīng)的平均電感電流

圖9利用斜波補(bǔ)償消除不同占空比對(duì)平均電感電流的影響

(a)斜波補(bǔ)償加至2端????????????? (b)斜波補(bǔ)償加至3端

圖10利用UC1824/43的2種斜波補(bǔ)償方法

3）提高電流檢測精度由于在電流型控制中依靠對(duì)電感電流上升斜波的檢測完成控制，所以若電流變化率較大，可以提供較好的抗噪聲干擾能力和為電流比較器提供較好的信號(hào)電平。而采用斜波補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ扔谌藶榈馗纳屏穗姼须娏魃仙甭剩蛊渚哂蓄愃朴陔妷嚎刂颇Ｊ娇乖肼曉６容^大的優(yōu)點(diǎn)。

4.2電流型控制的斜波補(bǔ)償實(shí)例

美國UNITRODE公司生產(chǎn)的電流型PWM控制芯片UC1842/43，具有外電路簡單，成本較低等優(yōu)點(diǎn)。關(guān)于它的電性能與典型應(yīng)用這里不再贅述，只簡單介紹一下進(jìn)行斜波補(bǔ)償?shù)姆椒āD10說明了UC1842/43的2種斜波補(bǔ)償方法：

第一種如圖10（a）所示，從斜波端（即腳4振蕩器輸出端）接一個(gè)電阻R1至誤差放大器反相輸入端（腳2），于是誤差放大器輸出呈斜波狀，再與采樣電流比較。第二種方法如圖10(b)所示，它從斜波端（腳4）接一電阻R2至電流采樣比較器正端（腳3），這時(shí)將在Rs上的感應(yīng)電壓上增加斜波的斜率，再與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較。用這2種方法，均能有效地改善電源的噪聲特性。

5結(jié)語

本文較為詳細(xì)地論述了電流型控制模式的基本原理，優(yōu)缺點(diǎn)，并且系統(tǒng)地分析了電流型控制中如何利用斜波補(bǔ)償來消除或減小電流型控制帶來的問題，對(duì)于電流型開關(guān)電源的選擇，設(shè)計(jì)和優(yōu)化具有一定的參考價(jià)值。

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