雙極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器研究

提出并深入研究了高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族及其雙極性移相控制策略。借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，該雙極性移相控制策略實現了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了這類逆變器固有的電壓過沖和換流重疊期間周波變換器的環流現象，實現了逆變橋功率器件的零電壓開關和周波變換器功率器件的零電流開關。仿真與原理試驗結果均證實了這種雙極性移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。

關鍵詞：高頻脈沖交流環節；雙極性移相控制；零電壓零電流開關；周波變換器；換流重疊

　0??? 引言

??? 傳統的逆變技術雖然成熟可靠、應用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統動態特性差等缺點[1]。用高頻變壓器替代傳統逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統逆變器的缺點，顯著提高了逆變器的特性。高頻脈沖交流環節逆變器[1][2]具有雙向功率流、兩級功率變換（DC/HFAC/LFAC）、變換效率和可靠性高等特點，但存在周波變換器器件換流時的電壓過沖現象等缺點，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量，從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。

??? 因此，在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環節逆變器固有的電壓過沖現象和實現周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點。

1??? 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族

??? 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族，如圖1所示。這類電路由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成，具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、變換效率高等優點。

??? 圖1（a）及圖1（b）所示推挽式電路適用于低壓輸入變換場合，圖1（c）～圖1（f）所示橋式電路適用于高壓輸入變換場合；圖1（a），圖1（c）及圖1（e）所示全波式電路適用于低壓大電流輸出場合，而圖1（b），圖1（d）及圖1（f）所示橋式電路適用于高壓小電流輸出場合。

（a）推挽全波式

（b）推挽橋式

（c）半橋全波式

（d）半橋橋式

（e）全橋全波式

（f）全橋橋式

圖1??? 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族

2??? 雙極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器穩態分析

2.1??? 雙極性移相控制原理

??? 以全橋全波式電路拓撲為例，其雙極性移相控制原理，如圖2所示。輸出電壓uo與正弦基準電壓uref比較，經PI調節器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個載波信號uc1及uc2比較后，經上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導通，得到開關S5及S6的驅動信號。開關S7及S8的驅動信號分別與S5及S6的信號反相互補，并且有換流重疊時間（圖2中未畫出）。將載波信號uc1二分頻后得到開關S1和S4的驅動信號，反相后得到開關S2和S3的驅動信號。

（a）電路拓撲

（b）雙極性移相控制原理

圖2??? 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲及其雙極性移相控制原理

??? 讓周波變換器的功率開關S5與S7（S6與S8）之間存在換流重疊導通時間、功率開關S5與S6（S7與S8）按濾波電感電流iLf極性選擇導通，從而使得該控制方案具有如下優點：

??? 1）周波變換器換流重疊期間實現了變壓器漏感能量的自然換流，實現了功率器件的零電流開關，解決了固有的電壓過沖現象；

??? 2）實現了濾波電感電流的自然續流；

??? 3）濾波電感電流極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環流現象；

??? 4）每個開關周期內兩次交流側的能量回饋實現了逆變橋所有功率器件的零電壓開通。

??? 功率開關S5、S6與S1、S4（S7、S8與S2、S3）之間的驅動信號均有相位差θ（0≤θ≤180°），在一個開關周期的共同導通時間DTs/2可表示為

??? DTs/2=Ts（180°－θ）/（2×180°）（1）

式中：Ts為開關周期。

??? 由于移相角θ和共同導通時間DTs/2均按正弦規律變化，且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波，因此這種控制方式稱為雙極性移相控制。調節移相角θ可以實現輸入電壓或負載變化時輸出電壓的穩定。

2.2??? 穩態分析

??? 設變壓器原、副邊漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個開關周期內逆變器有12種工作模式，如圖3所示。

（a）一個開關周期內的穩態原理波形

（b）t=t1～t2

（c）t=t2～t3

（d）t=t3～t4～t5

（e）t=t5～t6

（f）t=t6～t7～t8

圖3??? 一個開關周期內的穩態原理波形

??? 1）t=t1～t2：t1時刻，功率開關S1及S4實現了ZVS開通，輸出濾波電感電流iLf經功率開關S7及S8續流，交流側能量經D1及D4回饋到直流電源，如圖3（b）所示。

??? 2）t=t2～t3：t2時刻S5實現了ZCS開通，在此換流重疊期間，iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通，i2快速增長，i3快速下降；i1快速由負轉換為正，如圖3（c）所示。設變壓器原邊繞組感應電動勢為e，則有

??? e=Ui－Llk1=uACN1/N2=－uBCN1/N2（2）

??? uAC－Llk2=uDC=Lf＋uo（3）

??? uBC－Llk3=uDC=Lf＋uo（4）

??? i2＋i3=iLf（5）

??? i1=(i2－i3)N2/N1＋iM（6）

??? 設磁化電感LM和輸出濾波電感Lf均遠大于漏感，磁化電流iM忽略不計，在換流重疊期間內iLf變化率很小，則可得

??? －uAC＋2Llk－Llk＋uBC=－2e＋2Llk=0（7）

??? e=Ui－2Llk＋Llk－Llk=Ui－2Llk（8）

??? e==Llk=－Llk（9）

??? 由式（9）可知，i2及i3的變化率為N1Ui/（3N2Llk），i1的變化率為2Ui/(3Llk)，D、C兩點電位相等。當i2上升到iLf值時，i3下降到零。由于開關S8的阻斷，i3下降到零后不能負向增長，式（9）不再成立，開關S7與S5之間實現了ZCS軟換流。由式（9）可知，換流重疊時間tco為

??? tco(>=)t3－t2=3ILfm（10）

式中：ILfm為額定負載時濾波電感電流的峰值。

??? 3）t=t3～t4：t3時刻，開關S5及S7之間軟換流結束。iLf經S5及S6流通，i1經S1及S4流通，能量從直流側傳遞到交流側，如圖3（d）所示。

??? 4）t=t4～t5：t4時刻，開關S7零電流關斷，如圖3（d）所示。

??? 5）t=t5～t6：t5時刻，開關S1及S4 ZVS關斷，C1及C4充電，C2及C3放電。開關S2及S3的漏源電壓uDS2、uDS3下降，如圖3（e）所示。

??? 6）t=t6～t7：t6時刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1經D2及D3續流，變壓器原邊漏感能量和交流側能量均回饋到直流電源，如圖3（f）所示。t7時刻，S2及S3零電壓開通。

??? t7時刻以后的半個開關周期工作過程與前半及其開關狀態等值電路個開關周期相似。

3??? 仿真與原理試驗

??? 設計實例：全橋全波式電路拓撲，雙極性移相控制策略，額定容量S=1kVA，輸入電壓（直流）Ui=270（1±10％）V，輸出電壓（交流）Uo=115V，輸出電壓頻率fo=400Hz，負載功率因數－0.75～0.75，開關頻率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，濾波電感Lf=1mH，濾波電容Cf=4.7μF/250V。3．1仿真結果與討論

??? 不同輸入電壓、不同負載時的穩態仿真波形，如圖4所示。圖4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分別為功率開關S1、S2、S5、S7的驅動信號。濾波器前端電壓uDC為三電平雙極性SPWM波；功率開關S1～S4實現了ZVS，功率開關S5～S8實現了ZCS；逆變器具有良好的負載適應能力和穩壓性能。仿真結果與理論分析一致。

（a）額定輸入電壓、額定電阻性負載

（b）額定輸入電壓、空載

（c）90％額定輸入電壓、額定感性負載

（d）110％額定輸入電壓、額定容性負載

（e）ZVZCS開關波形

圖4??? 1kVA雙極性移相控制逆變器仿真波形

3．2??? 試驗結果與討論

??? 1kVA DC 270V/AC 115V 400Hz雙極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器由功率電路、控制電路、機內輔助電源3大部分構成。控制電路主要由基準正弦波電路、誤差放大電路、電感電流極性判斷電路、控制信號產生電路（2片UC3879移相控制芯片）和驅動電路等組成。開關S1～S4選用IRFP460 MOSFET（20A/500V），開關S5～S8選用HGTG10N120BND IGBT（35A/1200V），驅動電路選用A3120芯片。

??? 原理試驗波形如圖5所示。在輸出濾波電感電流過零點附近，輸出電壓波形存在畸變，這是由周波變換器引入了電流極性選擇信號所導致。試驗結果證實了這類逆變器的可行性。

縱軸：uO? 100V/div，iLf? 13.5A/div；

橫軸：t? 400μs/div

圖5??? 原理試驗波形

4??? 結語

??? 1）高頻脈沖交流環節逆變器拓撲族，包括推挽全波式等6種電路。

??? 2）借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，雙極性移相控制策略實現了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了固有的電壓過沖和環流現象，實現了逆變橋ZVS開關和周波變換器ZCS開關。

??? 3）仿真與原理試驗結果均證實了這種移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。