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電源設計關鍵之拓撲結構（一）
一、交錯式DC/DC轉換器拓撲改進方案
與傳統的并聯輸出級晶體管相比，交錯式DC/DC轉換器拓撲結構能夠實現更高效率的設計，且仍然有改進的余地。在交錯式操作中，許多微型轉換器單元(或相位)并聯放置。理想情況下，有源相移控制電路將功率均勻分配于各相，而且這種方法能夠消除輸出端的電流紋波，并提高有效紋波頻率，從而降低對輸出濾波器電容的要求。交錯方法還能顯著降低對輸入電感和電容的要求。
然而，這種方法有幾個缺點。缺點之一是需要權衡轉換器的滿載效率與輕載效率。在晶體管級并聯的情況下，導通損耗減小，但開關損耗增大。滿載時以導通損耗為主，不存在問題。但輕載時相反，開關損耗處于支配地位。此外，各相之間的均流也是一個麻煩的問題，一般由有源控制電路來處理此問題(如果沒有該電路，并聯各相之間的微小器件不匹配就會造成巨大的相位電流不平衡)，有些方法優于其它方法。
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圖1：雙相交錯式雙開關正向轉換器
數字電源管理能夠執行復雜的控制算法，并具有數據總線能力，因而能夠更有力地解決這些問題。下面我們將把該技術應用于一個雙相交錯式雙開關正向轉換器，以實現實時優化。
提高效率
A. 輕載與重載
開關電源轉換器的總能量損耗等于導通損耗Pcond與開關損耗Psw之和。給定輸出電流Iout和開關頻率fs，開關損耗為(公式1)：
Psw = Psw1 + Psw2 = ksw1 ? Iout ? fs + ksw2 ? fs
其中，ksw1和ksw2是與器件相關的開關損耗系數。一般說來，晶體管尺寸越大，則ksw1和ksw2越高。
不考慮電感電流紋波，路徑電阻Rpath上的導通損耗為(公式2)：
Pcond = Iout2 ? Rpath
并聯使用交錯相位可以降低路徑電阻，從而提高重載效率。然而，輕載時的功率損耗以開關損耗為主。ksw1和ksw2隨著相位增多而提高，交錯操作會顯著降低輕載效率。因此，與單相轉換器相比，交錯式多相轉換器具有更高的重載效率，但輕載效率則較低。轉換器的效率為(公式3)：
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對于單相轉換器，空載時的電源轉換效率為0，因為開關損耗部分Psw2始終存在。當輸出電流增大時，Psw2變得微不足道，因而效率隨之提高。公式3中的分母是一個二階多項式，而分子僅有一階，因此當輸出電流經過最優點后，效率又開始下降。對于雙相轉換器，效率最優點時的輸出電流為單相轉換器的兩倍。因此，相位越多，重載效率越高，但輕載效率則越低。
以前認為，只有滿載效率才是重要的。但如今，電源轉換器更多時候是為輕載供電，而不是為重載供電。隨著節能需求日益高漲，較高的輕載效率對于電源至關重要。因此，設計師希望利用智能交錯控制器來實現所有負載下的高效率運作。
B. 通過控制相數實時優化效率
以上的功率損耗分析顯示，讓兩個并聯相位同時在輕載下工作是不合適的。如果關閉一個相位，情況將大為改觀。導通損耗增大，但開關損耗減小，因此輕載效率更高。關鍵是要確保實時優化相數。
圖2所示為一個雙相交錯式雙開關正向轉換器的實驗波形，本例采用ADI公司的數字控制器ADP1043實施控制。當總負載電流降至某一閾值以下時，第二相位禁用。如圖3所示，當一個相位關斷時，輕載效率得到提高。實施和不實施相位優化控制的輕載效率差可能高達15%。
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圖2：利用ADP1043實現自動相位關斷
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圖3：高效率交錯式雙開關正向轉換器
C. 通過DCM操作實時優化效率
從圖3可以看出，對于極低的負載，即使以單相工作，效率也會大幅下降。原因之一是轉換器的副邊使用同步整流器(圖1)，當輸出電流水平低于電流紋波時，反向電流就會流過輸出電感，這種循環電流會引起導通損耗。為了提高效率，一種解決方案是關斷所有副邊同步整流器，放任體二極管或并聯二極管(多數情況下是肖特基二極管)自由處理。當負載足夠低時，轉換器以斷續電流模式(DCM)工作，從而避免循環電流的問題。
采用這種方案，轉換器效率比連續電流模式(CCM)高5%。此外，輕負載時關斷一相可以進一步提高整個應用負載范圍的效率。
D. 其它考慮除了采取上述措施來優化實時效率以外，設計師還必須仔細考慮功率級和控制器的設計。功率級、檢測網絡和反饋控制電路存在固有的傳播延遲，因此在快速負載升壓瞬變過程中，系統必須保持第一相位的輸出電壓穩定后，才能啟動第二相位。而且，系統應能短時間處理全功率。晶體管的選擇應當基于這種熱敏感條件。此外，磁學設計應能避免系統在較高輸出電流下發生飽和。
至于控制器，反饋補償器需要根據不同的工作模式進行調整，因為功率級傳遞函數會隨著相數和CCM/DCM條件的不同而改變。這就需要控制器提供智能管理，傳統的控制器很難勝任。另外，數字電源管理控制器能夠自動檢測負載條件，并且平穩切換到合適的轉換器模式。
各相均流交錯式操作本身并不能確保電流均勻分配。由于并聯各相共享同一電壓反饋，所以不存在因基準電壓不匹配而導致的誤差。因此，負載不平衡與器件容差、驅動不平衡和時序誤差有關。
電流不平衡會造成熱應力和器件應力。針對可能發生的過應力狀況，晶體管和磁性器件必須采取保險設計。此外，效率也會受影響。例如，如果交錯式正向轉換器的總電流為30A，兩相分別提供10A和20A的電流，那么該因素所致的效率下降幅度接近1%。
有兩種控制方案可用來實現各相均流：內環路均流和雙環路均流。內環路均流本質上是電流模式控制。電壓補償器的輸出用作均流總線，為所有相位提供輸出電流參考。在電壓環路內，均流環路設計不受電壓帶寬的限制，均流響應甚至可以比電壓環路更快。然而，當設計外電壓環路時，必須考慮內環路的影響。如果內環路更快，外環路的電壓調節功能可能會被削弱。
在雙環路操作中，電壓調節環路和均流環路并聯。各相有一個專用均流補償器來確保其電流跟隨均流總線，它可以是并聯各相的平均電流或最高相位電流。各相的均流環路輸出與公共電壓補償器輸出相加，產生該相的占空比信號。這樣，均流控制器和電壓調節控制器均會影響占空比信號的產生。采用這種控制結構時，各環路可以靈活設計，設計師不必過份擔心均流環路與電壓調節環路的相互影響。
無論采用何種均流方案，為了進行有源控制，必須檢測各相的電流。傳統方法是各相均使用電流檢測方案。電流檢測一般用于保護目的，這種技術會增加交錯式轉換器的成本。
為了利用一路輸入檢測兩相的電流，控制器必須分離各相的電流。在交錯式正向操作中，主開關的占空比始終低于50%，以免變壓器飽和。在180度相移下，主開關電流檢測不會發生信號重疊。因此，通過數字控制可以對檢測信號進行分配，使之與各相的占空比信號對齊。這樣，只使用一個電流檢測電路就能清楚地辨別各相的電流。控制器監控各相中流動的電流，存儲此信息，并且補償驅動信號以確保均流。
圖4所示為一個利用ADP1043控制器實施以上方案的交錯式正向轉換器示例。顯而易見，因為占空比低于50%，所以利用一個公共電流檢測點，控制器就能確定各相的電流。如果不實施均流控制，第二相位的電流幾乎是第一相位的兩倍。啟用均流控制后，兩相之間的電流差大幅降低到5%。
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圖4. 兩相均流控制的效果：(上圖)啟用均流控制;(下圖)禁用均流控制。
總而言之，交錯式操作能夠提供單相設計所不具備的優點。使用數字電源管理可以進一步擴大交錯式操作的好處。數字控制還能實現簡單的均流方案。
二、節能式電源拓撲詳解
世界各地有關降低電子系統能耗的各種倡議，正促使單相交流輸入電源設計人員采用更先進的電源技術。為了獲得更高的功率級，這些倡議要求效率達到87% 及以上。由于標準反激式 （flyback） 和雙開關正激式等傳統電源拓撲都不支持這些高效率級，所以正逐漸被軟開關諧振和準諧振拓撲所取代。
圖1所示為采用三種不同拓撲 （準諧振反激式拓撲、LLC諧振拓撲和使用軟開關技術的非對稱半橋拓撲） 的開關的電壓和電流波形。
圖1：準諧振、LLC和非對稱半橋拓撲的比較
輸出二極管電流降至零
當初級端耦合回次級端時的斜坡變化
體二極管導通，直到MOSFET導通
這三種拓撲采用了不同的技術來降低MOSFET的開通損耗，導通損耗的計算公式如下：
在這一公式中，ID 為剛導通后的漏電流， VDS 為開關上的電壓， COSSeff 為等效輸出電容值（包括雜散電容效應），tON 為導通時間，fSW 為開關頻率。。
如圖1所示，準諧振拓撲中的 MOSFET 在剛導通時漏極電流為零，因為這種轉換器工作在不連續傳導模式下，故開關損耗由導通時的電壓和開關頻率決定。準諧振轉換器在漏電壓最小時導通，從而降低開關損耗。這意味著開關頻率不恒定：在負載較輕時，第一個最小漏電壓來得比較早。以往的設計總是在第一個最小值時導通，輕負載下的效率隨開關頻率的增加而降低，抵消了導通電壓較低的優點。在飛兆半導體的e-Series? 準諧振電源開關中，控制器只需等待最短時間 （從而設置頻率上限），然后在下一個最小值時導通 MOSFET。
其它拓撲都采用零電壓開關技術。在這種情況下，上面公式里的電壓VDS將從一般約400V的總線電壓降至1V左右，這有效地消除了導通開關損耗。通過讓電流反向經體二極管流過MOSFET，再導通MOSFET，可實現零電壓開關。二極管的壓降一般約為1V。
諧振轉換器通過產生滯后于電壓波形相位的正弦電流波形來實現零電壓開關，而這需要在諧振網絡上加載方波電壓，該電壓的基頻分量促使正弦電流流動 （更高階分量一般可忽略）。通過諧振，電流滯后于電壓，從而實現零電壓開關。諧振網絡的輸出通過整流提供DC輸出電壓，最常見的諧振網絡由一個帶特殊磁化電感的變壓器、一個額外的電感和一個電容構成，故名曰LLC。
非對稱半橋轉換器則是通過軟開關技術來實現零電壓開關。這里，橋產生的電壓為矩形波，占空比遠低于50%。在把這個電壓加載到變壓器上之前，需要一個耦合電容來消除其中的DC分量，而該電容還作為額外的能量存儲單元。當兩個MOSFET都被關斷時，變壓器的漏電感中的能量促使半橋的電壓極性反轉。這種電壓擺幅最終被突然出現初級電流的相關MOSFET體二極管鉗制。
選擇標準
這些能源優化方面的成果帶來了出色的效率。對于75W/24V的電源，準諧振轉換器設計可以獲得超過88%的 效率。利用同步整流 （加上額外的模擬控制器和一個PFC前端），更有可能在90W/19V電源下把效率提高到90% 以上。在該功率級，雖然LLC諧振和非對稱半橋轉換器可獲得更高的效率，但由于這兩種方案的實現成本較高，所以這個功率范圍普遍采用準諧振轉換器。對于從1W輔助電源到30W機頂盒電源乃至50W的工業電源的應用范圍，e-Series集成式電源開關系列都十分有效。在此功率級之上，建議使用帶外部MOSFET的FAN6300準諧振控制器，它可以提供處理超高系統輸入電壓的額外靈活性，此外，由于外部MOSFET的選擇范圍廣泛而有助于優化性價比。
準諧振反激式拓撲使用一個低端MOSFET；而另外兩種拓撲在一個半橋結構中需要兩個MOSFET。因此，在功率級較低時，準諧振反激式是最具成本優勢的拓撲。在功率級較高時，變壓器的尺寸增加，效率和功率密度下降，這時往往考慮采用兩種零電壓開關拓撲。
系統設計會受到四個因素所影響：分別是輸入電壓范圍、輸出電壓、是否易于實現同步整流，以及漏電感的實現。
圖2比較了兩種拓撲的增益曲線。為便于說明，我們假設需要支持的輸入電壓為110V 和 220V。對于非對稱半橋拓撲，這不是問題。在我們設定的工作條件下，220V 和110V 時其增益分別為0.2和0.4 。在220V時，效率較低，因為磁化DC電流隨占空比減小而增大。對于LLC諧振轉換器來說，最大增益為1.2，要注意的是滿負載曲線非常接近諧振。0.6的增益將導致頻率極高，系統性能很差。總言之，LLC 轉換器不適合于較寬的工作范圍。通過對漏電感進行外部調節，LLC 轉換器可以用于歐洲的輸入范圍，但代價是磁化電流較大；若采用了PFC前端，它的工作最佳。而非對稱半橋結構在輸入端帶有PFC級，因此電路可工作在很寬的輸入電壓范圍上。
圖2：非對稱半橋和LLC轉換器的增益曲線
對于24V以上的輸出電壓，我們建議采用LLC諧振轉換器。高的輸出二極管電壓會致使非對稱半橋轉換器效率降低，因為額定電壓較高的二極管，其正向壓降也較高。在24V以下，非對稱半橋轉換器則是很好的選擇。因為這時LLC轉換器的輸出電容紋波電流要大得多，其隨輸出電壓降低而變大，從而增加解決方案的成本和尺寸。
上述兩種拓撲都可以采用同步整流。對非對稱半橋拓撲，這實現起來非常簡單 （參見飛兆半導體應用說明AN-4153）。對LLC控制器，需要一個特殊的模擬電路來檢測流入MOSFET的電流，如果開關頻率被限制為第二個諧振頻率 （圖2中的100kHz），該技術是比較簡單的。
最后，兩種設計都依賴變壓器的漏電感：在LLC轉換器中用來控制增益曲線 （圖2）；而在非對稱半橋轉換器則用以確保輕載下的軟開關。對于大多數應用，我們都建議采用兩個單獨的電感來達到此目的。漏電感是變壓器中不容易控制的一個參數。此外，要實現一個不同尋常的漏電感，需要一個非標準的線圈管，這增加了成本。對于非對稱半橋結構，如果采用標準變壓器，諧振開關速度至少是開關頻率的10倍，從而產生更大的損耗。總之，對LLC轉換器而言，建議再采用一個普通鐵氧體電感；而對非對稱半橋轉換器，建議只使用一個高頻鐵氧體電感。
圖3顯示了非對稱半橋轉換器的電路示意圖。該圖非常類似于LLC諧振轉換器，只有一點不同：LLC諧振轉換器不需要輸出電感，以及非對稱半橋控制器需要設置頻率而非PWM控制。
圖3：基于FSFA2100的非對稱半橋轉換器
192W/24V 非對稱半橋轉換器的效率在 93% 左右。AN-4153 360W/12V 倍流版在額定負載為20%-100% 時也有超過93%的滿負載效率。
在包含 PFC 前端的 200W/48V 電源條件下，LLC 諧振轉換器的效率在 93% 左右。通過同步整流，在該功率級下可以把效率提升至95%-96%。
三、兩種高效能電源設計及拓撲分析
電源在降低功耗上舉足輕重，因此面對法規標準和消費者的更高要求時，重新檢討其設計方式就顯得非常急迫。雖然可以改進傳統的拓撲結構來達到更高效能要求，但可以明顯地看出，沿用舊式設計方式的產品，其性價比將會低。在本文中，我們將提出兩個能符合更高效能要求，并可控制目標成本的設計方式，并將之和傳統的拓撲結構進行比較。
傳統的拓撲結構
為特定應用選擇拓撲結構時有幾個考慮因素，包括輸入電壓范圍是全球通用還是只針對特定地區，輸出電壓是單一還是多重(電流大小也是重要的條件)，效能目標，特別是在不同負載下的效能表現。傳統上，在大批量生產電源時多以成本，設計工程師對拓撲結構的熟悉度以及元件是否容易采購為考慮因素，其他因素還包括設計是否容易實
現和設計方式是否在電源產業鏈中為大家所熟知等。
較受歡迎的傳統設計方式主要為單開關正向、雙開關正向和半橋結構，這些結構提供了滿足目前需求的穩固解決方案。不過如上所述，新興的標準需要電源能夠達成比先前更高的效能。過去，典型的臺式電腦電源可以達到60%～70%的最高效能，但現在則要求電源在額定負載的20%、50%和100%時都能達到最低80%的效能。同時，最近更出現了希望能夠在低于20%負載時達到70%或以上效能的趨勢，且待機功耗能夠持續下降。我們將探討三種傳統拓撲的優缺點，并介紹兩種新型的拓撲。
1 單開關正向
圖1中的這個拓撲相當受到歡迎，主要原因是元件數少且設計要求簡單，但對于不同負載情況的高效能要求卻為這個拓撲帶來新挑戰。在接近滿載或滿載時，這個拓撲的效能受到50%占空比的限制。而在較輕負載時，開關耗損是造成效能不佳的主要原因。許多較新的設計采用功率因數校正(PFC)前端來降低諧波電流，在400 V的PFC輸出電壓下，單開關正向方式被迫使用大于900 V的開關，提高了FET的成本。
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圖1 單開關正向拓補
2 雙開關正向
圖2是另一個使用相當普遍的拓撲，它是解決開關電壓限制問題的升級版本。這依舊是一個會有高開關耗損的硬開關電路。其所帶來的問題是需要使用門極驅動變壓器或芯片驅動電路來推動高電壓端MOSFET。
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圖2 雙開關正向拓補
3 半橋
圖3中的半橋變壓器是高功率要求的另一個選擇。和單開關或雙開關正向變壓器相反，半橋變壓器可以在兩個象限工作并降低原邊FET的電流。變壓器組成結構和輸出整流比單一正向拓撲結構復雜，也存在高開關耗損問題。
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圖3 半橋拓補電路結構
新興拓撲結構
為了符合更高效能的要求，業界已開發了數種新的拓撲結構。這些新電路拓撲不一定是指新發明，而是新近在商業大批量應用的。其中，兩種最受重視的拓撲分別為有源鉗位正激和雙電感加電容(LLC)。
1 有源鉗位正激
圖4中的有源鉗位正激拓撲是一個存在已久的軟開關結構，雖然這種結構和傳統的正向式拓撲結構類似，但過去一直被視為是難以實現的結構，因此主要應用在特殊領域，比如電信領域。不過，隨著新IC的推出，這種結構的實現變得非常簡單。
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圖4 采用安森美半導體NCP1562的有源鉗位正激拓補結構
在這個拓撲結構中，變壓器在主開關的整個關閉時間內通過附屬開關串行的電容進行復位，這樣做可以消除單開關正向結構中的無效時間。它的主要優點包括低開關耗損，可在50%以上占空比工作，降低了原邊開關的電流應力。同時，這個結構也提供了自驅動同步整流功能，省去了專用門極驅動電路。加之低電壓MOSFET越來越低的價格，采用MOSFET和同步整流已經成為實現低輸出電壓高電流整流的可行方案。
使用有源鉗位器件和進行有源鉗位FET的控制雖然看起來會增加電路的復雜度，但卻可以通過節省緩沖電路、復位電路和較低整體開關要求加以補償。這個結構也能夠在寬廣的輸入電壓范圍下工作，因而適合多種應用，包括電視游戲機。
這個結構的主要缺點是沒有大批量應用，比如在計算機中，因此一般臺式機的設計工程師對它感到陌生。不過隨著像安森美半導體等公司不斷推出產品，這個拓撲結構的實現難度已經降低了。在較大批量應用中采用這個結構也能夠降低采用元件的成本。這個拓撲的另一缺點是，和雙開關正向或半橋變壓器比較，需要較高額定電壓的開關。 <-- 2007-12-5 23:37:38--> 2 LLC諧振半橋
圖5中的LLC拓撲結構特別適用需要高輸出電壓的場合，如液晶和等離子電視等應用。
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圖5 LLC諧振半橋拓補結構
和有源鉗位拓撲一樣，這也是一款因超低開關耗損達到超高效能的軟開關拓撲結構。其他優點還包括不需輸出電感，因此可以降低實現的整體成本。最后，由于采用半橋配置，可以降低原邊元件的壓力。
另一方面，這個結構也有一些缺點，最主要的是增加了復雜的磁性設計，輸出電容上的高紋波電流和可變頻率。同時，這個結構在設計較寬輸入電壓范圍上也比較困難。
各式拓撲結構的比較
雖然我們無法采用單一拓撲結構作為所有應用的解決方案，但卻可以依具體情況來決定采用何種電路結構。在這里，我們使用12V、20A輸出的變壓器設計來比較以上所述各式結構的差異，比較重點放在主要的設計問題，如原邊開關、整流器、磁性、存儲電容等。雖然還有其他差異點，但不在本文的討論范圍內。各式拓撲結構的差異結構總結如下。
● 原邊開關：在300～400Vdc的輸入電壓范圍，有源鉗位變壓器的原邊峰值電流最低，單開關和雙開關正向拓撲則擁有和有源鉗位
類似的RMS電流，但卻因MOSFET額定電壓而會有較大的導電耗損。
● 諧振半橋變壓器的直流次級整流器電壓應力最低，接著是有源鉗位，然后是單開關和雙開關正向變壓器。由于開關突波的關系，傳統電路結構上的壓力更高。
● 保持時間要求可以通過增大電容容值或變壓器輸入范圍來達到。
● 在磁性方面，諧振半橋通過移除輸出電感提供明顯的簡化，不過在變壓器設計上則會有相當高的挑戰性。和傳統正向變壓器比較，有源鉗位變壓器在相同頻率下的輸出電感可以減小約13%。
● 諧振半橋變壓器由于沒有輸出電感，因此輸出電容電流紋波最高。
● 有源鉗位正激變壓器的開關頻率可以推升到更高(200～300kHz)，硬開關拓撲結構則在150kHz以下。諧振半橋是一個可變頻率的變壓器，在滿載低電源電壓時，其最低頻率通常設定在60～70kHz;高電源電壓輕載工作時，最高頻率可以達到數百kHz。
四、電源設計功率因數校正（PFC）拓撲結構選擇
引言
隨著減小諧波標準的廣泛應用，更多的電源設計結合了功率因數校正 (PFC) 功能。設計人員面對著實現適當的PFC段，并同時滿足其它高效能標準的要求及客戶預期成本的艱巨任務。許多新型PFC拓撲和元件選擇的涌現，有助設計人員優化其特定應用要求的設計。
由于有源PFC設計可以讓設計人員以最少的精力滿足高效能規范的要求，因此在近年來取得了好的發展。通過簡化主功率轉換段的設計和減少元件數目，包括用于通用操作的波段轉換開關和若干占用電容，此設計也附帶了一些優勢。
拓撲選擇
由于輸入端存在電感，升壓轉換器是提供達至高功率因數的方法。此電感使輸入電流整形與線路電壓同相。但是，可以采用不同的方案來控制電感電流的瞬時值，以獲得功率因數校正。圖1為這些方案的簡要概述。
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圖1 PFC工作模式概述
a. 臨界導電模式 (CRM) PFC - 由于控制的設計較為簡單，而且可與較低速升壓二極管配合使用，所以在較低功率應用中通常采用這方法。近年來，此方法獲創新的改進，提升了效率，MC33260 PFC 控制器提供跟隨升壓選項，通過使升壓轉換器的輸出電壓隨著線路電壓的變化而變化，降低了33%的 MOSFET 導電損耗，減小了43%的升壓電感尺寸。此外，專為CRM和DCM應用而設計的升壓二極管可提供更佳的正向壓降(MUR450, MUR550)。然而，CRM PFC仍受到一些限制，如較難過濾的可變頻率和接近零交叉的高開關頻率。
b. 不連續導電模式(DCM) PFC -此創新的方案延承了CRM的優點，并消除了若干限制，安森美半導體的NCP1601 DCM/CRM控制器便是一例。此器件可完全在DCM中工作并保持恒頻，也可以部分在CRM模式中工作。在第二種情況下，峰值電流與CRM維持在同一水平，但最高頻率明顯降低，減輕了濾波負擔。降低開關頻率的另一大優點是有助降低輕載或空載功耗，以滿足各種高能效標準。NCP1601 [3] 具有專利控制架構，通過模式轉換保持PFC，提供比其它方法更為卓越的性能。圖2顯示了NCP1601A在100 W中的應用，這種方法簡單且有效 - 110 Vac 和滿載時的功率因數超過0.99且效率高達 94%。
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圖2 NCP1601A DCM PFC 控制器用于100 W 應用圖3 NCP1653 CCM PFC 控制器用于300 W應用
c. 連續導電模式 (CCM) PFC - 由于這種方案恒頻且峰值電流較小，是較高功率 (>250 W) 應用的首選方案。但是，傳統的控制解決方案較為復雜，牽涉到多個環路，以及以不精確著稱的模擬乘法器，并需在控制集成電路周圍放許多元件。隨著NCP1653(簡單且穩固的8引腳CCM PFC控制器)的推出，此方案得以簡化。NCP1653并提供全套保護特性和跟隨升壓功能。如圖3所示，雖然NCP1653所需元件極少，但其性能卻并不比任何CCM 控制器遜色 (110 Vac, 300 W 時的THD為4 %，效率高達93%)。
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圖3 NCP1653 CCM PFC 控制器用于300W 應用
選擇標準
既然實行功率因數校正有多種新興方案可供選擇，那么應該如何決定選擇哪種方案呢? 以下是簡要的指南，幫助設計人員選擇適合的方案。
1. 功率水平
a. 如果功率水平低于150 W，最好采用CRM或DCM方案。至於__CRM或DCM，取決于你是想優化滿載效率(請采用CRM);而如欲減少EMI問題(請選擇DCM)。如上所述，NCP1601提供集兩種方案優點于一身的極佳選擇方案。
b. 如功率水平高于250 W，CCM是首選方案。此方案雖然可保持峰值電流和RMS電流，但必須解決二極管反向恢復問題。
c. 如功率水平在150 W與250 W之間，方案的選擇則取決于設計人員的磁件設計水平(CRM和DCM方案的升壓電感更具挑戰性)，但CCM方案雖然較為昂貴，但較有把握。隨著NCP1653的推出，成本問題已獲解決。
2. 其它系統要求
拓撲的選擇還取決于其它系統要求。例如，如果需要使系統中的頻率同步，則不能采用CRM。此外，如果第二個功率段可處理較大范圍(在某些功率序列安排中可能需要)的輸入電壓，則應選擇跟隨升壓。最后，如果電源的輸出電壓未有嚴格規定，則最好采用NCP1651提供的單段隔離PFC解決方案。
結語
設計人員可試驗各種功率因數校正方案，以選擇適合其應用的最佳方案。利用易用的設計工具可以快速順利地完成此任務。隨著世界各地監管機構日益加強能源監管的參與力度以及全球化步伐進一步加快，將有越來越多的系統需采用PFC電路。在此情況下，設計人員必須熟悉各種可選方案，以選擇最適合其應用的方案。
工商網監
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