一、緩沖正向轉(zhuǎn)換器

　　您是否一直為如何挑選緩沖器組件而煩惱？計(jì)算出要添加多少電容和電阻是一項(xiàng)頗具挑戰(zhàn)性的工作。下面就來(lái)介紹一條解決這一難題的捷徑。

　　圖 1 顯示了正向轉(zhuǎn)換器的功率級(jí)。該轉(zhuǎn)換器由變壓器運(yùn)行，該變壓器將輸入電壓耦合至次級(jí)電路，再由次級(jí)電路完成對(duì)輸入電壓的整流和濾波。反射主電壓和變壓器漏電感形成低阻抗電路，當(dāng) D2 通過(guò)一個(gè)這樣電阻而被迫整流關(guān)閉 （commutate off） 時(shí)，通常需要一個(gè)緩沖器。D2 可以是一個(gè)硅 p-n 二極管，該二極管具有一個(gè)必須在其關(guān)閉前實(shí)現(xiàn)耗盡的逆向恢復(fù)充電功能。這就積累 （loads up） 了漏電感中的過(guò)剩電流，從而導(dǎo)致高頻率振鈴和過(guò)高的二極管電壓。肖特基二極管和同步整流器也存在類似情況，前者是因?yàn)槠浯蠼Y(jié)電容，后者是因?yàn)槠潢P(guān)閉延遲時(shí)間問(wèn)題。

　　圖 1 漏電感延緩了 D2 關(guān)閉

　　圖 2 顯示了一些電路波形，頂部線跡為 Q1 漏電壓，中部線跡為 D1 和 D2 結(jié)點(diǎn)處的電壓，底部線跡為流經(jīng) D1 的電流。在頂部線跡中，您可以看到當(dāng) Q1 打開(kāi)時(shí)，其漏電壓被降至輸入電壓以下，這樣就使得二極管 D1 電流增加。如果 D2 沒(méi)有逆向恢復(fù)充電功能，當(dāng) D1 電流等于輸出電流時(shí)，結(jié)點(diǎn)電壓就會(huì)上升。由于 D2 具有逆向恢復(fù)充電功能，因此 D1 電流會(huì)進(jìn)一步增加，這便開(kāi)始消耗電荷。一旦電荷耗盡，二極管便關(guān)閉，從而導(dǎo)致增加的結(jié)點(diǎn)電壓進(jìn)一步提高。請(qǐng)注意，電流會(huì)不斷增加直到結(jié)點(diǎn)電壓等于反射輸入電壓為止，因?yàn)樵诼╇姼袃啥擞幸粋€(gè)正電壓。隨著電流的增加，該電流將對(duì)寄生電容進(jìn)行充電并導(dǎo)致電路中振鈴和損耗更大。

　　圖 2 當(dāng) D2 關(guān)閉時(shí) D2 會(huì)引起過(guò)多的振鈴

　　這些振鈴波形也許是人們所無(wú)法接受的，因?yàn)樗鼈儠?huì)引起 EMI 問(wèn)題或帶來(lái)二極管上讓人無(wú)法接受的電壓應(yīng)力。跨接 D2 的 RC 緩沖器可以在幾乎不影響效率的同時(shí)大大減少振鈴。您可以利用下面的方程式計(jì)算得出振鈴頻率（請(qǐng)參見(jiàn)方程式 1）：

　　但是您如何知道電路中 L 和 C 的值呢？竅門(mén)就是通過(guò)在 D2 兩端添加一個(gè)已知電容值的電容以降低振鈴頻率，這樣您就得到了兩個(gè)方程式以及兩個(gè)未知項(xiàng)。如果您添加了正好可以減半振鈴頻率的電容，那么就會(huì)使求出上述值變得更加輕松。要想降低一半頻率，您需要一個(gè) 4 倍于您一開(kāi)始使用的寄生電容的總電容。然后，只要將所添加的電容除以 3 就可以得到寄生電容。圖 3 顯示了頻率為最初振鈴頻率一半時(shí) D2 兩端 470 pF 電容的波形。因此，電路具有大約 150 pF 的寄生電容。請(qǐng)注意，只添加電容對(duì)振鈴的振幅作用很小，電路還需要一些電阻來(lái)阻尼振鈴。這就是電容因數(shù) 3 是開(kāi)始的好地方的另一個(gè)原因。如果選擇的電阻適當(dāng)，那么該電阻就可以在對(duì)效率最小影響的同時(shí)提供卓越的阻尼效果。阻尼電阻的最佳值幾乎就是寄生元件的典型電阻（請(qǐng)參見(jiàn)方程式 2）。

　　圖 3 將振鈴頻率提高兩倍完成寄生計(jì)算

　　使用具有 35 MHz 振鈴頻率的方程式 1 以及一個(gè) 150 pF 的寄生電容可以計(jì)算得出漏電感為 150 nH。把 150 nH 代入方程式 2 得出 一個(gè)大約為 30 Ohms 的緩沖器電阻值。圖 4 顯示了添加緩沖器電阻的影響。振鈴被完全消除且電壓應(yīng)力也從 60V 降到了 40V。這樣我們就能選擇一個(gè)更低額定電壓的二極管，從而實(shí)現(xiàn)效率的提高。該過(guò)程的最后一步是計(jì)算緩沖器電阻損耗。使用方程式 3 可以完成該過(guò)程的最后一步，其中 f 為工作頻率

　　一旦完成計(jì)算，您就需要確定電路是否可以承受緩沖器中的損耗。如果不能的話，您就需要在振鈴和緩沖器損耗間進(jìn)行權(quán)衡。如欲了解如何選擇最佳阻尼電阻的詳情，請(qǐng)參見(jiàn)第 3 頁(yè)的圖 3《電源設(shè)計(jì)小貼士 4》。

　　圖 4 選擇適當(dāng)?shù)木彌_器電阻器能完全消除振鈴

　　總而言之，緩沖正向轉(zhuǎn)換器是一個(gè)簡(jiǎn)單的過(guò)程：1） 添加電容以減半振鈴頻率；2） 計(jì)算寄生電容和電感；3） 計(jì)算阻尼電阻以及電感 4） 確定電路損耗是否在可以接受的范圍內(nèi)。

　　二、緩沖反向轉(zhuǎn)換器

　　之前，我們介紹了如何對(duì)正向轉(zhuǎn)換器輸出整流器開(kāi)啟期間兩端的電壓進(jìn)行緩沖。現(xiàn)在，我們來(lái)研究如何對(duì)反向轉(zhuǎn)換器的 FET 關(guān)斷電壓進(jìn)行緩沖。

　　圖 1 顯示了反向轉(zhuǎn)換器功率級(jí)和一次側(cè) MOSFET 電壓波形。該轉(zhuǎn)換器將能量存儲(chǔ)于一個(gè)變壓器主繞組電感中并在 MOSFET 關(guān)閉時(shí)將其釋放到次級(jí)繞組。由于變壓器的漏極電感會(huì)使漏電壓升至反射輸出電壓 （Vreset） 以上，因此 MOSFET 關(guān)閉時(shí)通常會(huì)需要一個(gè)緩沖器。存儲(chǔ)于漏極電感中的能量可使 MOSFET 產(chǎn)生雪崩現(xiàn)象，因此要添加一個(gè)由 D1、R24 和 C6 組成的鉗壓電路。該電路的鉗位電壓取決于漏電的能量大小以及電阻器的功率消耗。更小值的電阻雖然可以降低鉗位電壓，但會(huì)增加功率損耗。

　　圖 1 FET 關(guān)斷時(shí)漏極電感形成過(guò)電壓

　　圖 2 顯示的是變壓器主繞組和次級(jí)繞組的電流波形。左側(cè)是 MOSFET 開(kāi)啟時(shí)的簡(jiǎn)化功率級(jí)。輸入電流通過(guò)漏極電感和互電感的串聯(lián)組合斜坡上升。右邊顯示的是關(guān)斷期間的一個(gè)簡(jiǎn)化電路。此處，電壓已反向至輸出二極管和鉗位二極管正向偏置的點(diǎn)。我們展示了反射到變壓器一次側(cè)的輸出電容器和二極管。兩個(gè)電感為串聯(lián)，并在 Q1 關(guān)斷時(shí)初始傳輸相同的電流。這就是說(shuō)關(guān)斷以后輸出二極管 D2 中并未立即出現(xiàn)電流，同時(shí)總變壓器電流在 D1 中流動(dòng)。漏極電感的電壓是鉗位電壓和重位電壓之間的差，且往往會(huì)快速釋放漏電。如圖所示，經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單計(jì)算便可得到分流至緩沖器的能量大小。因此您可以通過(guò)縮短釋放漏極電感中能量的時(shí)間，來(lái)減少分流能量。提高鉗位電壓可以實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)。

　　圖 2 漏極電感竊取輸出能量

　　有趣的是，您可以在鉗位電壓和緩沖器功耗之間計(jì)算得到一個(gè)折中值。如圖 2 所示，進(jìn)入鉗位電路的功率等于平均鉗位二極管電流乘以鉗位電壓（假設(shè)一個(gè)恒定鉗位電壓）。重排某些項(xiàng)后，我們可以得到 ? * F *L * I2，其與間斷反向轉(zhuǎn)換器輸出功率相關(guān)。這種情況下，電感為漏極電感。該表達(dá)式稍稍令人有些吃驚，因?yàn)槠渲械墓β蕮p耗不僅僅是存儲(chǔ)于漏極中的能量。它始終都較大，但卻依賴于鉗位電壓。圖 3 顯示了這種關(guān)系。該圖繪出了漏極電感能量損耗標(biāo)準(zhǔn)化損耗與鉗位電壓和重位電壓之比的對(duì)比關(guān)系。在鉗位電壓高值位置，緩沖器損耗接近漏極電感中的能量。由于減小電阻降低了鉗位電壓，因此能量從主輸出分流，同時(shí)緩沖器損耗急劇增加。在 1.5 Vclamp/Vreset 比時(shí)，其幾乎三倍于漏極電感存儲(chǔ)能量相關(guān)的損耗。

　　　　圖 3 增加鉗位電壓可降低緩沖器損耗

　　碰巧的是，漏極電感通常為磁化電感的 1% 左右。這讓圖 3 看起來(lái)更為有趣，其向我們表明降低鉗位電壓會(huì)對(duì)效率產(chǎn)生的影響，所以只需縱軸變?yōu)樾蕮p耗。因此，將鉗位比從 2 降到 1.5 會(huì)對(duì)效率產(chǎn)生 1% 的影響。

　　總之，反向轉(zhuǎn)換器的漏極電感可對(duì)電源開(kāi)關(guān)產(chǎn)生不可接受的電壓應(yīng)力。RCD 緩沖器可以控制這種應(yīng)力。但是，可以在鉗位電壓和電路損耗之間有一種折中方法。

　　三、穩(wěn)壓器的輸出電壓精度分析

　　雖然輸出電壓不斷下降而穩(wěn)壓要求正變得越來(lái)越高，但是您的任務(wù)可能并非像其表面上看起來(lái)那么困難。即使必須要使用 1% 或更大的容差電阻來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)，但您仍然可以得到非常精確的輸出電壓。

　　圖 1 顯示了一款典型的電源調(diào)節(jié)電路。輸出被分流降壓，并與參考電壓進(jìn)行比較。差異被放大，并用于驅(qū)動(dòng)調(diào)節(jié)環(huán)路。乍一看，您可能會(huì)認(rèn)為這一方案僅限于兩倍電阻容差精度。幸運(yùn)的是，實(shí)際并非如此；精度還是輸出電壓與參考電壓之比的強(qiáng)函數(shù)。

　　　　圖 1 輸出精度是分壓器比、基準(zhǔn)精度和誤差放大器補(bǔ)償?shù)暮瘮?shù)

　　三種不同的情況可以非常容易地說(shuō)明這一比率。第一種情況是假設(shè)一點(diǎn)分壓也沒(méi)有，換句話就是說(shuō)輸出電壓等于參考電壓。很明顯，這種情況下沒(méi)有電阻分壓誤差。第二種情況是假設(shè)輸出電壓大大高于參考電壓。在這種情況下，R1 大于 R2。分壓器誤差是電阻容差的兩倍，從而得到一個(gè)方向變化的 R1 值，以及往另一個(gè)方向變化的 R2 值。第三種易于說(shuō)明的情況是假設(shè)輸出電壓是參考電壓的兩倍。在這種情況下，額定電阻值相等。因此，如果電阻容差以反方向變化，則分壓器方程式頂部隨著該容差值變化，而分母變?yōu)榱恪?/p>

　　圖 2 顯示了輸出精度，其為參考電壓與輸出電壓對(duì)比關(guān)系的函數(shù)。（詳細(xì)推導(dǎo)過(guò)程請(qǐng)參見(jiàn)附錄。）簡(jiǎn)化之后，分壓器精度為 （1 – Vref/Vout）*2*容差，其與我們通過(guò)檢查得到的三個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)相關(guān)。我們對(duì)該方程式進(jìn)行了一些簡(jiǎn)化處理，但對(duì)大多數(shù)電阻容差來(lái)說(shuō)都應(yīng)該足夠精確。

　　圖 2 輸出精度很直觀：（1-Vref/Vout）*2*容差（顯示的 1% 電阻）

　　有趣的是，這樣給低壓輸出帶來(lái)了更高的精度。許多 IC 參考電壓范圍為 0.6～1.25 V 之間，輸出電壓降至這一范圍時(shí)會(huì)帶來(lái) 1% 或更高的精度。表 1 給出了您可能需要了解的一些信息，這些信息是典型電阻器產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的電阻誤差術(shù)語(yǔ)匯編。在設(shè)計(jì)中，該列表會(huì)較難理解。大多數(shù)工程師都止步于初始容差，然而列表中還有一些或許不應(yīng)被忽略的誤差項(xiàng)。表格中的每一項(xiàng)都有其微妙的影響。例如，沒(méi)有指定具體的溫度系數(shù)范圍，而實(shí)際上兩個(gè)電阻都可能隨溫度變化以相同方向變化，并且不會(huì)在相反的極端。在對(duì)一些經(jīng)驗(yàn)豐富的設(shè)計(jì)工程師進(jìn)行簡(jiǎn)單調(diào)查后，得出的結(jié)論是假設(shè) 1% 容差電阻的 2.5% 精度可在極端情況和合理成本之間得到一個(gè)合理的折中方案。

　　表 1 電阻容差可相加

　　總之，提供較好的低壓輸出精度并非是一項(xiàng)令人畏懼的任務(wù)，因?yàn)榈头謮浩鞅缺旧砭洼^為精確。

　　下個(gè)月我們將討論獲得負(fù)電壓的一種有趣的電源拓?fù)洌凑?qǐng)期待。

　　本文最后面列出了一些我撰寫(xiě)的其他《電源設(shè)計(jì)小貼士》文章。如欲了解本文章內(nèi)容及其他電源解決方案的更多詳情，敬請(qǐng)?jiān)L問(wèn)：www.ti.com.cn/power。

　　附件 - 求解計(jì)算頂部分壓器電阻值，其為分壓器比 （R） 的函數(shù)：

　　重寫(xiě)表達(dá)式為電阻容差 （T） 的函數(shù)：

　　代入 R1：

　　頂部和底部乘以 R/R2：

　　除以 R，然后減去 1，得到誤差：

　　四、輕松創(chuàng)建多個(gè)負(fù)輸出電壓

　　因特網(wǎng)協(xié)議語(yǔ)音傳輸 （VoIP） 電話的出現(xiàn)帶來(lái)了對(duì)于生成多個(gè)高壓負(fù)輸出的需求，這些電壓軌用于驅(qū)動(dòng)電話線路。當(dāng)線路處在通話模式時(shí)，一般會(huì)有一個(gè) –24V 輸出來(lái)提供環(huán)路電流，同時(shí)通常會(huì)有另外一個(gè)或兩個(gè)負(fù)輸出來(lái)驅(qū)動(dòng)電話振鈴。有趣的是，就每條電話線路而言，這些負(fù)載相互排斥，也就是說(shuō)您不能使電話同時(shí)響鈴和通話。然而，一個(gè)系統(tǒng)中可能會(huì)有多條電話線路，從而產(chǎn)生許多負(fù)載情況。這些系統(tǒng)通常由一個(gè) 12V 的電源供電，其已經(jīng)與輸入功率隔離，因此一般不再需要二級(jí)隔離。功率電平一般低于 25W，調(diào)節(jié)要求通常在 3% 到 10% 范圍內(nèi)。

　　反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)看起來(lái)是這種應(yīng)用的不二選擇。功率電平與反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)一致。利用反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可輕松地生成多個(gè)高壓輸出，而反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已為人們所了解。但是，反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也存在諸多不足之處：該拓?fù)浒〞?huì)過(guò)度振鈴的非鉗位電源開(kāi)關(guān)電壓，；其通常需要一個(gè)二級(jí)輸出濾波器；零到滿負(fù)載的交叉調(diào)節(jié)不能為 3%。

　　圖 1 顯示了一種替代方法。您認(rèn)識(shí)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)嗎？讓我們來(lái)研究這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有的一些優(yōu)點(diǎn)，假設(shè)所有負(fù)載僅為 -27V 輸出。

　　關(guān)閉開(kāi)關(guān)，使 C16 鉗位控制電源開(kāi)關(guān) （Q1）。電源開(kāi)關(guān)開(kāi)啟時(shí)，輸出整流器 （D2） 由 C16 鉗位控制。因此，通常不會(huì)出現(xiàn)與反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相關(guān)的振鈴。另外，流經(jīng)耦合電感的輸入及輸出電流可以為持續(xù)，這極大地簡(jiǎn)化了輸入和輸出濾波器。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是一款 C’uk 轉(zhuǎn)換器。普通工程師對(duì)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不是很了解，這成為實(shí)施該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的難點(diǎn)。這主要是因?yàn)橹皇桥紶柺褂?C’uk，抑或是工程師在大多數(shù)時(shí)候甚至都沒(méi)有考慮它。

　　圖 1 這種獨(dú)特的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可提供非常好的交叉調(diào)節(jié)，奧妙何在？

　　VoIP 電話的電源對(duì)成本、功耗都極為敏感，并且需要一定的 （5%） 交叉調(diào)節(jié)。它們都是一些大容量系統(tǒng)，具有較大的價(jià)格壓力。它們一般將電池作為備用電源，其每一瓦特都十分珍貴。需要對(duì)所有輸出進(jìn)行較好地控制，以實(shí)現(xiàn)交叉負(fù)載并保護(hù)下游放大器。由于振鈴的存在，這一整套要求成為反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)一個(gè)難題，并需要預(yù)負(fù)載或者額外的功率調(diào)節(jié)電路。表 1 顯示了 C’uk 轉(zhuǎn)換器在這種應(yīng)用中具有優(yōu)勢(shì)。

　　該表列出了極端條件負(fù)載極限的一些交叉調(diào)節(jié)結(jié)果。在本例中，利用流經(jīng) R17、R18 和 R20 的加權(quán)電流，輸出電壓同樣也得到了調(diào)節(jié)。這樣便聚集了誤差，同時(shí)提供比 5% 更佳的極限交叉調(diào)節(jié)，其沒(méi)有預(yù)負(fù)載或額外調(diào)節(jié)電路。通過(guò)增加該輸出的加權(quán)，我們可以進(jìn)一步改善一個(gè)輸出的調(diào)節(jié)，從而負(fù)影響另一個(gè)輸出的調(diào)節(jié)。

　　即使假設(shè) C’uk 轉(zhuǎn)換器沒(méi)有預(yù)負(fù)載，其效率也比反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)好 2%。這是通過(guò)使用更低電壓的開(kāi)關(guān)和二極管實(shí)現(xiàn)的，因?yàn)殡娐分腥鄙僬疋彙?/p>

　　表 1 所有負(fù)載組合的輸出精確度都優(yōu)于 5%

　　總之，盡管一般不考慮使用 C’uk 轉(zhuǎn)換器，但 C’uk 轉(zhuǎn)換器的確非常適用于這種應(yīng)用。這種應(yīng)用要求：1）無(wú)隔離；2）正-負(fù)電壓轉(zhuǎn)換；3）多輸出；4）良好的交叉調(diào)節(jié)；5）高效率；以及6）低成本/最少組件數(shù)量。

　　五、注意那些意外諧振響應(yīng)

　　您曾經(jīng)將輸入電壓接通到您的電源卻發(fā)現(xiàn)它已經(jīng)失效了嗎？短暫的輸入電壓上升時(shí)間和可產(chǎn)生兩倍于輸入電源電壓的高 Q 諧振電路可能會(huì)是問(wèn)題所在。如果您迅速中斷感應(yīng)元件中的電流便會(huì)出現(xiàn)類似問(wèn)題。會(huì)出現(xiàn)這類問(wèn)題的一些情況包括熱插拔電路或者試圖開(kāi)放輸入向電磁干擾 （EMI） 濾波器時(shí)。

　　圖 1 顯示了帶開(kāi)關(guān)輸入的簡(jiǎn)化濾波器示意圖。電路的電感可以為有意的也可以是偶然發(fā)生的，例如：以太網(wǎng)供電 （PoE） 系統(tǒng)的長(zhǎng)通電線路。該圖還顯示了步進(jìn)的輸入電壓波形，以及阻尼系數(shù)小于 1 時(shí)的生成輸出電壓。（大于 1 的阻尼系數(shù)沒(méi)有過(guò)沖。）更低阻尼系數(shù)的響應(yīng)形式如下：

　　圖 1 濾波器響應(yīng)可導(dǎo)致會(huì)損壞下游電子元件的過(guò)電壓

　　高 Q（低阻尼）系統(tǒng)為無(wú)阻尼，而濾波器輸出電壓可振鈴至兩倍輸入源 （Vin）。低 Q 系統(tǒng)會(huì)限制峰值振鈴電壓。

　　圖 2 顯示了過(guò)沖百分比，其為阻尼比率的函數(shù)。使用 0.4（1.25 Q）阻尼比率可將振鈴電壓限定到源電壓的 130%。由于阻尼電阻的額外損耗或?qū)⒁粋€(gè)電阻與電容串聯(lián)產(chǎn)生的濾波損耗可能是不可接受的，因此這樣做或許并不切實(shí)際。如果您的設(shè)計(jì)不能容忍這些損耗，那么您需要添加一些額外的組件。例如，利用串聯(lián)電阻以及同濾波器電容 （C1） 并聯(lián)的電容器可以進(jìn)一步阻尼電路。您也可以使用熱插拔電路來(lái)限制濾波器的峰值電流；或者您可以將一個(gè)二極管同電感器并聯(lián)，以提供低阻抗電容充電。

　　事情并非如看起來(lái)那樣糟糕。電感器的電流會(huì)令其飽和，同時(shí)電容充電可以通過(guò)比預(yù)計(jì)更低的串聯(lián)電感進(jìn)行。如果電感飽和，則濾波器特性阻抗會(huì)像 Q 一樣下降，從而減少過(guò)沖。要檢驗(yàn)在高 Q 系統(tǒng)中其是否會(huì)出現(xiàn)這種情況，請(qǐng)利用電壓階躍除以系統(tǒng)特性阻抗來(lái)計(jì)算峰值電流。之后，請(qǐng)參閱電感產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)確定其是否會(huì)飽和。

　　圖 2 增加阻尼比率（降低 Q）來(lái)減少過(guò)沖

　　總之，階躍輸入電壓帶來(lái)的濾波器振鈴可導(dǎo)致對(duì)下游電子元件有破壞性影響的電壓。特別是如 PoE 的系統(tǒng)，在使用低損耗陶瓷電容和一些不飽和的電感時(shí)它們往往為高 Q，則上述電壓便成為問(wèn)題。如果電壓達(dá)到不可接受的水平，則這些系統(tǒng)會(huì)需要更多的阻尼、電流限制或者一種替代充電方法。下面將介紹一種確定您是否存在問(wèn)題的簡(jiǎn)單過(guò)程：

　　六、請(qǐng)注意電容 RMS 紋波額定電流！

　　電源中常常被忽略的一種應(yīng)力是輸入電容 RMS 電流。若不正確理解它，過(guò)電流會(huì)使電容過(guò)熱和過(guò)早失效。在降壓轉(zhuǎn)換器中，使用下列近似式，根據(jù)輸出電流 （Io） 和占空比 （D） 可以很輕松地計(jì)算出 RMS 電流：

　　圖 1 給出了該表達(dá)式的曲線圖；它是一個(gè)圓形，其中，50%占空比時(shí)達(dá)到最大值0.5，并在 0% 和 100% 占空比時(shí)有 2 個(gè)零交叉。該曲線在 50% 占空比附近對(duì)稱。在 20% 和 80% 之間，RMS 電流和輸出電流之間的比大于 80%。使用這一范圍的占空比，您可以將 RMS 電流粗略估計(jì)為 1/2 最大輸出電流。在這一范圍之外，您需要進(jìn)行相應(yīng)的計(jì)算。

　　圖 1 在 1/2 輸出電流處出現(xiàn)降壓輸入電容RMS電流峰值

　　在過(guò)去幾年中，陶瓷電容器的容積效率和成本兩方面都取得了巨大的進(jìn)步。陶瓷電容器現(xiàn)在成為繞過(guò)電源功率級(jí)的首選。但是，它們的低 ESR 在電源中會(huì)產(chǎn)生許多困擾，例如：EMI 濾波器振蕩和意外電壓浪涌（參見(jiàn)《電源設(shè)計(jì)小貼士 20》）。并聯(lián)電解電容常常用于抑制這些高 Q 電路。這些情況下，您應(yīng)該注意電解質(zhì)中的紋波電流，因?yàn)榇罅康碾娫醇y波電流會(huì)最終進(jìn)入電解電容。圖 2 顯示了一個(gè)帶輸入電容的 100 kHz 轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)例子，其輸入電容由一個(gè)同電解電容器并聯(lián)的 10 uF 陶瓷電容組成，而該電解電容器包含 0.15 歐姆的等效串聯(lián)電阻 （ESR）。假設(shè)電解電容器的電容比陶瓷電容器的大，在這種情況下，約 70% 的 RMS 電流出現(xiàn)在了電解質(zhì)中。要減少該 RMS 電流，您可以增加陶瓷電容、工作頻率或者 等效串聯(lián)電阻（ESR）。通過(guò)電容電流的傅里葉級(jí)數(shù)可以繪制出這一曲線，從而計(jì)算每個(gè)諧波（多達(dá) 10）的電解電容器電流，并重新組合諧波來(lái)計(jì)算電解電容器的總 RMS 電流。請(qǐng)注意，陶瓷電容的電流與 ESR 的電流在相位上相差 1/4 周期，因此必須將它們看作是矢量。如果您不想在這些計(jì)算方面花費(fèi)時(shí)間，那么您可以通過(guò)一個(gè)電流源和三個(gè)無(wú)源組件輕松地對(duì)該電路進(jìn)行仿真。

　　圖 2 使用不同電容類型時(shí)請(qǐng)注意電解電容電流

　　總之，要注意輸入電容中的 RMS 電流，因?yàn)檫^(guò)電流應(yīng)力會(huì)降低電容的可靠性。組合電容類型時(shí)更需特別注意，因?yàn)樘沾呻娙萃ǔ?huì)允許足夠高的紋波電壓在并聯(lián)電解電容中形成過(guò)電流狀態(tài)。這一問(wèn)題的解決方法是增加如下一項(xiàng)或多項(xiàng)：工作頻率、陶瓷電容數(shù)量、電解電容 ESR 或其 RMS 額定電流。

　　注：

　　下面是輸入電容中RMS電流的推導(dǎo)過(guò)程，其假設(shè)電感無(wú)窮大。它以矩形脈沖（D0.5*Ipk）的RMS電流作為開(kāi)始，并去除了DC組件（D*Ipk）。

　　
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??????下次繼續(xù)討論電源電路中和避免一些常見(jiàn)的誤差放大器使用錯(cuò)誤等問(wèn)題，敬請(qǐng)關(guān)注。



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