摘要： 提出了一種工作于斷續模式（ DCM） 雙輸出單級反激功率因數校正（ PFC） 變換器驅動高亮LED 的方法。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現了每一條輸出支路電流的獨立調節，提高了驅動器的可靠性； 由于此方法只用到一個磁性元件即可實現兩路恒流輸出，進而降低了驅動器的成本； 變換器工作在DCM、定頻、定占空比時，可獲得較高的功率因數。最后通過仿真與實驗驗證本文研究結果的正確性與有效性。

　　1 引言

　　如今，LED 已經廣泛應用于液晶背光、汽車、交通燈以及通用照明。根據IEC 61000-3-2 C 類法規，需要對大于25W 的LED 通用照明驅動器進行功率因數校正（ Power Factor Correction，PFC） ，因此低成本的功率因數校正方案成為關注的研究課題。

　　AC /DC 變換器中常見的有源功率校正（ Active PowerFactor Correction，APFC） 電路是兩級PFC 電路，前一級電路用來進行功率因數校正，后一級電路用作DC /DC 變換器。由于存在兩個級聯功率級，這一類電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現了另一類APFC 拓撲，這類拓撲把PFC 電路和DC /DC變換器集成在一起，它們共用一個有源功率開關，成為單級AC /DC 變換器，進而降低了成本，這種APFC 電路現在已經廣泛應用于鎮流器，充電器中。

　　將多路輸出變換器作為LED 驅動器，可實現用一個變換器滿足多個不同等級的恒流輸出需求，從而降低了驅動器的成本。而傳統的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權反饋調節方式，雖可實現多路恒壓輸出，但不能實現多路恒流輸出。基于此，本文提出了一類雙輸出單級反激PFC 拓撲。

　　此類拓撲在DCM 下，即可實現各路獨立調節的恒壓輸出，也可實現各路獨立調節的恒流輸出，并且實現了功率因數校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現了每一條輸出支路電流的獨立調節，從而可使每路分別驅動不同類型的LED，而且驅動器其中一路故障不會影響另一支路的正常輸出，提高了驅動器的可靠性； 由于此方法只用到一個磁性元件即可實現兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲能電容，進而降低了驅動器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數。最后通過仿真與實驗驗證了本文研究結果的正確性與有效性。

　　2 獨立調節雙恒流輸出反激拓撲

　　圖1 為獨立調節雙路恒流輸出單級反激PFC變換器的拓撲圖及其開關時序。圖1 （a） 為獨立輸出繞組型拓撲，兩路輸出分別由兩個獨立繞組提供。

　　圖1（ b） 為共用輸出繞組型拓撲，兩路輸出由同一個繞組分時提供。無論是獨立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個電路滿足D1a + D2a 《 0. 5，并且D1b +D2b 《 0. 5，則可使兩路工作在互補的相位Фa和Фb，通過時分復用信號TMS （ Time-Multiplexing Signal，TMS） 分別對兩路進行復用控制。如圖1 （ c） 所示，當Soa = 1，變換器對A 路輸出進行調節，原邊開關電流Ip在D1aT 階段線性上升，在D2a T 續流階段電流Isb線性下降，D3a T = （ 1 - D1a - D2a） T 時，電流Isb為零，此時，變換器處于DCM 工作模式； 當Sob = 1，變換器對B 路輸出進行調節，若B 路工作時變換器也處于DCM 工作模式，就可實現兩路無交叉影響控制。

　　圖1 獨立調節雙路輸出單級反激PFC變換器及其開關時序

　　Flyback 變換器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數。對于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM 模式無交叉影響的條件下，如果每一路均可以實現較高的功率因數，那么整個變換器也可以實現較高的功率因數。

　　3 功率因數校正控制實現

　　如圖2 所示為電壓型PWM 控制雙輸出單級反激PFC LED 驅動器及控制實現。每路均采用LED串聯方式連接。A、B 兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個參考電壓Vref1、Vref2進行比較，再通過誤差比較器產生誤差信號Ve1、Ve2.鋸齒波信號Vsaw同時與這兩個誤差信號進行比較產生C1，C2 信號。

　　由時分復用信號產生器產生的時分復用信號TMS給選擇器提供選擇信號，進而決定在一個周期內控制器選擇每路的占空比信號C1 或C2.選擇器的輸出信號Vs1經過隔離后作為主開關Q1 的驅動信號，而時分復用信號Vsa（ TMS） 及其互補信號Vsb分別作為開關Q2、Q3 的驅動信號。

　　圖2 雙路輸出單級反激PFC 驅動器及控制環路示意圖。