對于電流在 25 A 左右的低壓轉換器應用而言，單相降壓控制器非常有效。若電流再大的話，功耗和效率就開始出現問題。一種較好的方法是使用多相降壓控制器。本文將簡單比較，使用多相降壓轉換器和單相轉換器的好處，并說明電路實現時一個多相降壓轉換器能夠提供什么樣的值。

圖 1 顯示了一款二相電路。由該電路的波形（圖 2 所示）可以清楚地看到各相互相交錯。這種交錯可減少輸入和輸出紋波電流。另外，它還減少了印刷電路板或者某個特定組件上的熱點。實際上，二相降壓轉換器讓 FET 和電感的 RMS-電流功耗降低了一半。相交錯還可以降低傳導損耗。

圖1 二相降壓轉換器

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圖2 相1 和2 的節點波形

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輸出濾波器考慮

由于每個相位的功率級電流更低，多相實現的輸出濾波器要求也隨之降低。對于一款 40-A 二相解決方案來說，向每個電感提供的平均電流僅為 20A。相比 40-A 單相方法，由于平均電流和飽和電流更低，電感和電感器體積都大大減小。

輸出紋波電壓

輸出濾波器級中的紋波電流抵消可帶來比單相轉換器更低的輸出電容器紋波電壓。這就是多相轉換器為什么是首選的原因。方程式 1 和方程式 2 計算出了每個電感中所抵消的紋波電流百分比。

m = D x Phases （1）

和

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其中，D 為占空比，IRip_norm 為標準化的紋波電流，其為 D 的函數，而 mp 為m 的整數。圖 3 為這些方程式的曲線圖。例如，20% 占空比 (D) 時使用 2 個相，可降低 25% 紋波電流。電容器必須承受的紋波電壓大小，可通過紋波電流乘以電容器的等效串聯電阻計算得到。很明顯，最大電流和電壓要求都降低了。

圖3 標準化電容器紋波電流為占空比的函數

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圖 4 顯示了 25% 占空比下一個二相降壓轉換器的仿真結果。電感紋波電流為2.2A，但是輸出電容器電流僅為 1.5A，原因是紋波電流抵消。50% 占空比下使用二相時，電容器完全沒有紋波電流。

圖4 D=25% 時電感紋波電流抵消

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負載瞬態性能

由于每個輸出電感中存儲的能量降低，負載瞬態性能隨之提高。電流抵消帶來的紋波電壓降低，幫助實現了最小輸出電壓過沖和下沖，因為在環路響應以前許多周期都已結束。紋波電流越低，干擾越小。

輸入RMS 紋波電流抵消

如果連接轉換器的輸入線存在電感效應，則輸入電容器將所有輸入電流供給降壓轉換器。要仔細選擇這些電容器，以滿足RMS紋波電流要求，確保它們不會出現過熱狀態。很明顯，對于一個 50% 占空比的單相轉換器來說，極限輸入 RMS 紋波電流一般固定為 50% 輸出電流。圖 5 和方程式 3 表明，使用二相解決方案時，25% 和 75% 占空比時出現極限 RMS 紋波電流，其僅為 25% 輸出電流。

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相比單相解決方案，多相解決方案的值更明確。只需使用更小的電容，便可滿足降壓級的 RMS 紋波電流需求。

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圖5 標準化輸入RMS紋波電流為占空比的函數

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應用實例

LM3754 高功率密度評估板通過一個 12-V 輸入電源供電，提供電壓為 12V，電流為 40A。該評估板體積大小為 2 × 2 英寸，組件占用面積為 1.4 × 1.3 英寸。每個相的開關頻率設定為 300kHz。表 1 對上述及其他工作條件進行了概括。組件放置在一個 4 層板上，層上銅為 1 盎司。板上還有一些引腳，用于遠程檢測，另有一個引腳用于獲得輸出電壓余量。

表1 LM3754 評估板工作條件

輸入電壓

10 .8 到13 .2 V

輸出電壓

1 .2 V ± 1%

輸出電流

40 A (最大)

開關頻率

300 kHz

模塊體積

2 × 2尺寸

電路面積

1 .4 × 1 .3尺寸

模塊高度

0.5尺寸

氣流

200 LFM

相數

2

根據設計，LM3754 評估板以高功率密度配置工作，因此它利用經過優化的輸入電容器，其要求的RMS紋波電流更低。另外，評估板還擁有較低的紋波電壓和較高的瞬態性能。應盡可能地遵循 LM3754 應用說明介紹的板布局。但是，如果不能遵循這種布局，應密切注意上述考慮因素。現在，我們還將為您說明其他一些考慮因素，之后是使用 LM3754 的測試板測試結果。第 12-13 頁的圖 6-11顯示了這些結果。在進行必要的修改時，這些結果便是您需要得到的，或者說需要改進獲得的目標。

圖6 12-V 輸入效率曲線圖

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電路板布局考慮

強電流導線要求有足夠的銅，才能最小化壓降和溫升。一般原則是，2 盎司銅最少每安培 7 密耳，內部層 1 盎司銅最少每安培 14 密耳。每個相的輸入電容器都應盡可能地靠近頂部 MOSFET 漏極和底部 MOSFET 源極放置，以確保最小接地“跳動”。

連接至IC 的信號組件

所有連接至 IC 的小信號組件均盡可能地靠近 IC 放置。VREF 和 VCC 耦合電容器也要盡可能地靠近 IC。對信號接地 (SGND) 進行配置，確保信號組件接地到IC接地之間有一條低阻抗通路。

SGND 和PGND 連接

較好的布局方法包括專用接地層；電路板盡可能多地將內部層 2 專用作接地層。應從宏觀上對通孔和信號線路進行布局，避免出現可能掐掉寬銅區域的一些高阻抗點。讓電源接地 (PGND) 和 SGND 分離開，僅在接地層（內部層 2）相互連接。

柵極驅動

設計人員應確保高柵極輸出到頂部 MOSFET 柵極的來回雙向差動對導線連接，其為開關節點。控制與 MOSFET 之間的距離應盡可能地短。對低側 MOSFET導線進行布局時，LG 和 GND 引腳的布局應遵循相同的工作程序。

CSM 和 CS2 引腳到穿過輸出電感的 RC 網絡之間，也必須進行差動對布線。注意《參考文獻 1》中介紹的布局，為了獲得更高的噪聲抑制性能，濾波器電容被分拆成 2 個電容器—一個放置于電感旁邊，另一個則靠近 IC。靠近開關節點時，這些檢測線路的有效長度較短。如果可能，應使用一個接地層對它們實施屏蔽。

最小化開關節點

一般原則是，讓開關節點面積盡可能地小，但要能夠傳輸強電流，因此開關節點要位于多個層上。由于這種小型評估板本身可以從輸入到輸出折起來，所以開關節點便位于外層上，而 IC 直接位于開關節點下面。因此，必需讓開關節點遠離檢測線路，同時也遠離 IC。這樣，開關節點便得到合理布局，向外朝向電路板的邊緣。

結論

使用多相降壓轉換器有許多好處，例如：低過渡損耗帶來的高效率、低輸出紋波電壓、高瞬態性能以及更低的輸入電容器紋波電流額定要求等。能夠為您帶來上述諸多好處的一些多相降壓轉換器例子包括 LM3754、LM5119 和 LM25119 系列產品。

圖7 12-V 輸入功耗

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圖8 開關節點電壓

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圖9 輸出電壓紋波

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圖10 瞬態響應：10-A負載步長20 μs（過沖/下沖約27 mV）

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圖11 40-A 負載1.2-V 輸出Vout 啟動圖

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