當(dāng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的模擬輸入被驅(qū)動(dòng)至額定滿量程輸入電壓時(shí)，ADC提供最佳性能。但在許多應(yīng)用中，最大可用信號(hào)與額定電壓不同，可能需要調(diào)整。用于滿足這一要求的器件之一是可變?cè)鲆?a href="http://www.1cnz.cn/tags/放大器/" target="_blank">放大器（VGA）。了解VGA如何影響ADC的性能，將有助于優(yōu)化整個(gè)信號(hào)鏈的性能。

本文分析一個(gè)采用雙通道16位、125/105/80 MSPS、流水線ADCAD9268和超低失真中頻VGAAD8375的電路中的噪聲。信號(hào)鏈包括一個(gè)VGA（在+6 dB增益設(shè)置下使用）、一個(gè)五階巴特沃茲低通濾波器（–3 dB滾降頻率為100 MHz）和ADC。本文將給出放大器和濾波器的噪聲計(jì)算，因?yàn)檫@些噪聲決定ADC在目標(biāo)頻段內(nèi)的動(dòng)態(tài)性能。

問題

許多采用高速ADC的實(shí)際應(yīng)用都需要某種驅(qū)動(dòng)器、放大器或增益模塊，用以將輸入信號(hào)縮放到滿量程模擬輸入范圍1 ，確保獲得最佳 信噪比 （SNR）和無雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）。此外，差分放大器也可以將單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)來驅(qū)動(dòng)ADC。這些器件都是有源器件，因而會(huì)增加ADC前端的噪聲。此噪聲在工作帶寬內(nèi)的積分會(huì)降低轉(zhuǎn)換性能。

針對(duì)具體應(yīng)用，適當(dāng)ADC的選擇取決于許多因素，包括：

• 模擬輸入范圍
• 輸入頻率/帶寬
• 所需分辨率/SNR
• 所需SFDR

某些應(yīng)用同時(shí)要求高動(dòng)態(tài)范圍和高分辨率。AD9268在70 MHz中頻提供78.2 dBFS（dB相對(duì)于滿量程）的SNR和88 dBc的SFDR，非常適合此類應(yīng)用。

在系統(tǒng)層面，ADC前端可以使用放大器、變壓器或巴倫，但使用放大器的實(shí)現(xiàn)方案最為常見。使用放大器的原因可以是下面的一條或幾條：

1. 為輸入信號(hào)提供增益以提高ADC分辨率。
2. 緩沖或變換輸入源與ADC之間的阻抗。
3. 將單端輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分輸出信號(hào)。

AD8375 VGA可以用來將單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)，同時(shí)它能在不同增益設(shè)置下保持高線性度和一致的噪聲性能。這些特性使它成為在較高中頻下驅(qū)動(dòng)ADC的上好選擇。糟糕的是，信號(hào)鏈中的有源器件（即放大器），可能會(huì)限制ADC的性能。

示例

圖1給出了噪聲計(jì)算所用的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。AD8375具有高阻抗差分輸出（16 kΩ||0.8 pF）。放大器通過一個(gè)五階低通抗混疊濾波器（AAF）與ADC接口，該AAF具有100 MHz帶寬和150 Ω輸入/輸出阻抗。圖1所示電路的頻率響應(yīng)如圖2所示。

圖1. AD8375、AAF和AD9268信號(hào)鏈

圖2. AD8375、AAF和AD9268信號(hào)鏈的頻率響應(yīng)

性能

系統(tǒng)設(shè)計(jì)師不會(huì)期望驅(qū)動(dòng)ADC輸入端的放大器降低系統(tǒng)的總體動(dòng)態(tài)性能，但針對(duì)某一應(yīng)用選擇的驅(qū)動(dòng)器和ADC組合，并不意味著它能在另一應(yīng)用中提供同樣出色的性能。利用本文所述技術(shù)，系統(tǒng)工程師可以在選擇放大器之前估計(jì)預(yù)期的性能。

圖3顯示了兩種不同的設(shè)置。圖3（a）利用無源耦合連接轉(zhuǎn)換器，是客戶評(píng)估板的默認(rèn)選項(xiàng)。無源前端網(wǎng)絡(luò)利用變壓器或巴倫，以及一個(gè)滾降頻率約為200 MHz的無源低通濾波器，將單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)。圖3（b）顯示的可選放大器路徑。這兩種設(shè)置貢獻(xiàn)的噪聲比較如下。利用低中頻（10 MHz）時(shí)的單音快速傅里葉變換（FFT）來計(jì)算放大器增加的噪聲。

圖3. 典型ADC前端：（a） 無源；（b） 有源

噪聲分析通常使用兩種技術(shù)，但每種技術(shù)都很麻煩。噪聲譜密度（NSD）定義單位帶寬的噪聲功率。對(duì)于ADC，其單位為均方dBm/Hz或dBFS/Hz；對(duì)于放大器，其單位為均方根nV/√Hz。用放大器驅(qū)動(dòng)ADC時(shí)，這種單位的不一致性構(gòu)成系統(tǒng)噪聲計(jì)算的障礙。

噪聲系數(shù)（NF）是輸入SNR與輸出SNR的對(duì)數(shù)比，用dB表示。這一特性通常為RF工程師所用，在純RF環(huán)境下很有意義，但在帶ADC的信號(hào)鏈中使用NF計(jì)算，可能會(huì)導(dǎo)致令人誤解的結(jié)果。2

另一種更有效的技術(shù)是對(duì)噪聲密度進(jìn)行“反歸一化”處理，將其表示為均方根噪聲電壓，而不是均方電壓。這種方法直截了當(dāng)，能夠?qū)ο到y(tǒng)噪聲進(jìn)行清晰的分析，下面將予以說明。

圖4和圖5分別顯示這兩個(gè)前端的低頻單音FFT。注意，無源前端的SNR為77.7-dBFS，而有源前端的SNR為72.5-dBFS，比ADC的預(yù)期性能低5.2 dBFS。

圖4. 圖3a電路10 MHz模擬輸入音的FFT

圖5. 圖3b電路10 MHz模擬輸入音的FFT

分析

圖3a與圖3b所示設(shè)置的唯一不同是信號(hào)鏈中增加了放大器，因此可以放心地說，性能降低是由放大器的噪聲引起的。下面的計(jì)算有助于了解放大器帶來的噪聲。

首先，按照數(shù)據(jù)手冊(cè)的規(guī)定，使用轉(zhuǎn)換器的滿量程差分輸入電壓。將峰峰值電壓除以2√2得到均方根電壓，即0.707 V rms。

（1）

基于ADC在10 MHz時(shí)的典型SNR，轉(zhuǎn)換器的噪聲貢獻(xiàn)為

（2）

（3）

Using VNOISE， ADC = 92.2 μV rms， 帶放大器前端的系統(tǒng)SNR為 = 72.5 dBFS， 利用公式3計(jì)算系統(tǒng)噪聲得到168 μV rms。

（4）

（5）

從公式4得到的系統(tǒng)噪聲是ADC和VGA的合并噪聲。放大器噪聲可以利用公式5計(jì)算，結(jié)果為140 μV rms。這表明，放大器噪聲至少比ADC噪聲大50%，因此它是系統(tǒng)交流性能的限制因素。

注意，必須判斷計(jì)算得到的VNOISE， AMP值是否與放大器的數(shù)據(jù)手冊(cè)一致。在150 Ω差分輸出阻抗下，額定噪聲譜密度約為20 nV/√Hz。

雖然數(shù)據(jù)手冊(cè)聲稱VGA的噪聲基本上不隨增益而變化，但此噪聲會(huì)隨負(fù)載而變化，因此噪聲譜密度應(yīng)根據(jù)放大器輸出驅(qū)動(dòng)的總阻抗進(jìn)行縮放。放大器的差分輸出阻抗很大（16 kΩ||0.8 pF），因此放大器看到的阻抗（見圖1）可以計(jì)算如下：

［10 ? + （300 ?||150 ?||3.5 k?）］ = 107 ?。

利用此數(shù)值，本應(yīng)用中AD8375的減額噪聲譜密度可以通過公式6計(jì)算：

（6）

注意，利用實(shí)際濾波器計(jì)算系統(tǒng)噪聲時(shí)，噪聲帶寬的形狀與理想濾波器不同。頻率響應(yīng)的這種差別用“形狀因子”這一術(shù)語(yǔ)來定義，反映滾降區(qū)中的噪聲。形狀因子取決于濾波器的階數(shù)，是噪聲帶寬與–3 dB帶寬的比值3。濾波器的極點(diǎn)越多，形狀因子越接近1。這一關(guān)系可從表1看出。

表1. 系統(tǒng)階數(shù)與形狀因子的關(guān)系

系統(tǒng)階數(shù)形狀因子

1 1.57

2 1.11

31.05

41.03

51.02

圖1示例的形狀因子為1.02。利用公式6計(jì)算放大器注入的噪聲：

VGA注入系統(tǒng)的這一估計(jì)噪聲值與利用公式5算得的測(cè)量值非常吻合，證明由AD8375和AD9268組成的信號(hào)鏈的性能主要取決于放大器。

結(jié)束語(yǔ)

許多情況下，系統(tǒng)信號(hào)鏈需要一個(gè)放大器（VGA或增益模塊）來將滿量程信號(hào)驅(qū)動(dòng)到ADC。系統(tǒng)設(shè)計(jì)師必須了解不同放大器選擇導(dǎo)致的ADC性能降低情況。利用所選放大器和ADC進(jìn)行設(shè)計(jì)之前，設(shè)計(jì)師可以利用本文所述的方法計(jì)算放大器的噪聲分布，估計(jì)預(yù)定系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方案的預(yù)期動(dòng)態(tài)性能（通過SNR表示）。