針對智能卡供電，本文提出了一種集成式DC/DC轉換器結構并分析了它的工作原理。該系統效率可達到85%，擁有足夠的魯棒性，可滿足所有復雜的ISO7816-3規范，并已通過EMV和EMV Co認證程序1級和2級認證。該結構特別適用于便攜式收款機(POS)等智能卡應用。

　　智能卡的工作電壓已經升級到可適用于任何專門針對這種應用的芯片。最初的ISO7816-3和EMV (Europay/Master card/Visa)文件現在包括1.8V、3.0V和5.0V作為適用的工作電源。因此，位于卡和微控制器之間的物理接口必須能夠將上述任何一種電源和主MPU適配。電源必須保持表1中規定的工作條件。另外，電源必須能在750μs內斷開和卡的連接，特別是在帶電拔出卡時。


　　除了靜態工作以外，在負載為100mA/400ns脈沖狀態下，電源可把輸出電壓保持在容限以內。這樣的要求涉及到系統工作狀態，而不僅僅是電源。

DC/DC轉換器

　　隨著應用的日漸廣泛，從電池供電的便攜式系統到電視衛星接收機，智能卡接口必須高效處理大的輸入電壓范圍并具有高效率。基本上，只要能為卡提供所需的電源，它能以任何類型的結構來實現。如可以設計成一種基于開關電容的轉換器，但是考慮到便攜式POS系統時，其有限的效率成為一個關鍵問題。對于GSM應用則不同，因為輸出功率限制為50mW，因而在無線電話PCB上優先考慮這種基于電容的結構，以節約空間。

　　考慮到對于POS機便攜式模塊，節能是關鍵問題，因而優先考慮基于電感的結構，以盡量提高效率。實際上，在輸出功率高達300mW的情況下，電感結構在整個工作電壓范圍內的效率可以達到85%，這是低成本開關電容技術難以達到的水平。

　　另一方面，因為輸入電壓可以從最低2.70V到最高5.50V(在電池快用完或在電池充電后)，該結構必須自動地、無需調整地從升壓轉換到降壓工作，反之亦然。圖1描述的概念已經得到開發，以滿足這些要求，在設計中以保持EMV認證成為主要的目標。


　　在硅裸片中實現的真實系統更加復雜，因為工作時既不能有電壓尖峰同時又要能實現精確調整及低紋波。最重要的是，電路必須滿足所有EMV規范，尤其是電源下降序列、電源關斷時序及輸出短路電流。

　　為達到這些要求，圖2所示的轉換器增加了幾個額外的NMOS及PMOS晶體管。


　　該系統按照兩周期的概念運行(所有注釋請參見圖2及圖3)，并帶有考慮了智能卡要求的特殊結構：

　　周期1：Q1及Q4開通，且電感L1由外接電池來充電。在此階段，Q2/Q3及Q5/Q6關斷。

　　流經Q1及Q4兩個MOSFET的電流在內部被監視，并在達到Ipeak值(峰值電流，取決于可編程輸出電壓值)時關斷。在這一點上，周期1完成而周期2開始。“開通”時間是電池電壓及引腳10與11之間所連接的電感網絡值(L及Zr)的函數。

　　為防止出現不受控運行，4μs暫停結構可確保系統在過載或低電池輸入情況下只在連續的周期1環路內運行。

　　周期2：Q2及Q3開通，且存儲在電感L1中的能量通過Q2轉移到外接負載。在此階段，Q1/Q4及Q5/Q6關斷。電流流通周期是900ns恒定值(典型值)，如果CRD_VCC電壓低于規定值，在這段時間以后重復周期1。

　　當輸出電壓達到規定值(1.80V、3.0V或5.0V)時，Q2與Q3立即關斷，以免在輸出負載上產生過壓。與此同時，兩個額外的NMOS——Q5及Q6開通，以便完全放掉存儲在電感中的電流，避免在系統上產生振鈴及電壓尖峰。圖3給出了DC/DC轉換器的理論波形。
?

　　當CRD_VCC被編程為0V，或當智能卡從插座中拔出時，有源下拉Q7迅速對輸出儲能電容進行放電，確保當卡在ISO觸點上滑行時輸出電壓低于0.40V。由于Q7的導通電阻低，輸出電壓在不到100μs的時間內即迅速下降至400mV，遠低于EMV規定的最大值750μs。

　　輸出電壓紋波，盡管ISO7816-3或EMV未直接規定，但它在智能卡的運行中扮演重要角色。其峰峰值取決于以下兩個主要電參數：

　　1．在輸出硅結構及凈儲能電容之間的總串聯電阻；

　　2．穩壓，即檢測帶最小門限及滯后的輸出電壓的能力。

　　第一個參數取決于芯片與外界相連的內部焊接線、連接儲能電容串聯電阻的引腳接點以及用于連接引腳到負載的印刷電路板銅導線。當大電流通過引腳時，廣泛采用多焊接線技術，以將串聯電阻減少至50m(，或者如果使用更寬的焊接線，則電阻值更低。

　　印刷電路板走線的寬度可根據給定應用所需的電流處理需要而定。此外，該串聯電阻會是一個問題，因其牽涉到的外部無源元件隨不同應用變化很大。最關鍵的部分是儲能電容，因為(基于經濟的原因)一般首選低成本類型，但這又會產生幾乎不可能完全消除的高電壓尖峰。

　　根據用于開發電容的技術類型，寄生元件可能擁有相對較高的值，會產生較大的不可控制的尖峰。如圖4所示，此等效串聯電阻(ESR)非常容易引起此類尖峰，因為電源電流會直接流過它，并將高電壓脈沖帶入輸出源中。
　　基于在NCN6001和NCN6004A特性化中進行的實驗，最佳的方案是使用兩個并聯的4.7μF/10V/陶瓷/X7R電容來實現CRD_VCC濾波。ESR在整個溫度范圍內不超過50m?，而且標準元件的組合提供一個可以接受的-20%到+20%的容差，成本增加有限。表2給出了最常用電容類型的大致比較。圖5顯示了對于進行輸出電壓濾波的不同電容類型，NCN6001或NCN6004A演示板上觀察到的CRD_VCC紋波。在上面曲線上觀察到的較大且快速的瞬變是非常難以濾除的，因為它們的能量很高。很清楚，鋁電容不適合這類應用，應該避免使用。


　　第二個參數取決于內部比較器的性能、電壓參考容限和數字處理。電壓參考從一個精確穩定的帶隙電路中引出，產生±3%的容差。另一方面，模擬功能的偏差和漂移通過高端集成技術減小。詳細分析直流/直流的工作有助于理解每個元件對于輸出電壓紋波的影響 (參見圖2和圖6)。

　　在工作中，電感電流在Iv和Ip值之間交替改變，如圖6所示。當系統從周期#1反轉變為周期2時，電感中積累的能量傳輸到負載，而儲能電容電壓隨著能量向它轉移而增加。


　　令k=R1/(R1+R2)。當Vo大于k*Vref時，內部比較器U1翻轉，在時間t1輸出電流降為零。相應的，輸出電容中載有之前存儲在電感中的全部能量，而且輸出電壓保持增加到參數k*Vref規定的參考值以上。最終電壓Vohp代表高端紋波幅度。


　　此時，輸出電壓開始下降(因為電感中不再有能量供出)，而且根據負載決定的時間t2，比較器會在Vo小于k*Vref時翻轉。直流/直流轉換器繼續周期#1工作，但是輸出電壓繼續下降，因為要達到Ip電流值(時間t3)需要更多的時間，而且電感從零開始充電 。最后，達到紋波幅度的低端Volp時，周期#2開始一個新的周期。圖6的波形圖描述了這個機理。


　　在工作條件中效率為85%的DC/DC轉換器被開發應用于智能卡供電，可滿足所有復雜的ISO7816-3規范。該系統擁有足夠的魯棒性，可以在負載從零到峰值快速變化時防止系統鎖存，即使電池在輸入電壓范圍的任何一端時也可以實現。另外，短路電流保護避免了任何熱失控，因為過載電流觸發點會隨著溫度的升高而減少。這種結構已經通過EMV和EMV Co認證程序1級和2級認證，包括EMV2000協議。