基于TMS320LF2407A DSP的PFC級電路的原理與

基于TMS320LF2407A DSP的PFC級電路的原理與設計

　　1、引言

　　帶A/D轉換器（ADC）和脈沖寬度調制器（PWM）等集成外設的低成本高性能數字信號處理器（DSP），已在電機控制、不間斷電源（UPS）和運動控制等領域獲得比較廣泛的應用。低成本DSP在控制電源變換功能方面，為電源設計者提供了新的工具。

　　與傳統模擬控制比較，DSP控制器具有許多突出的優點，例如多平臺標準硬件設計、對老化和環境變化的低敏感度、優異的抗噪擾性、易于履行高級控制算法、設計變更的靈活性及控制和通信功能的單芯片解決等。然而，在電源設計中使用DSP，對許多模擬設計者來說面臨新的挑戰，他們必須盡力改變設計，以適應新的數字環境。

　　本文以由德州儀器TMS320LF2407A 16位定點DSP控制的平均電流型功率因數校正（PFC）升壓變換器為例，來說明與傳統模擬設計方案存在的不同。在模擬控制領域不同的控制環路參數，必須重新定義到它們的數字履行上，然后進行環路分析，并給出要求的電壓和電流環路補償器，最后介紹這些補償器的分立化及它們在軟件中的執行。通過PFC級數字控制器設計為例，可以識別模擬與數字控制之間的基本區別。

　　2、TMS320LF2407A控制的PFC級電路

　　圖1所示為由TMS320LF2407A控制的PFC級電路。該拓撲是一種AC-DC升壓變換器，為履行控制算法（algorithm），需要三個信號，即整流的輸入電壓Vin、電感器電流Iin和DC總線（輸出電容Co）電壓V。

圖1? TMS320LF2407A控制的PFC級電路

　　變換器由兩個反饋環路控制：平均輸出電壓由較慢響應的外環調節，而整形輸入電流的內環響應速度比外環快得多。瞬時信號Vin、Iin和Vo通過各自的電壓和電流感測電路被檢測，檢測信號經三個數模轉換器（ADC）信道反饋到DSP。這三個ADC通道分別是ADC/NO、ADCIN1和ADCIN2。這些信號的速率利用ADC控制環路的采樣頻率fs感測和轉換。數字化感測的總線（bus）電壓Vo與期望的參考總線電壓Vref相比較，爾后將差分信號（Vref-Vo）饋入到電壓環路控制器Gvea。數字化控制器Gvea的輸出“B”與其它兩個信號“A”和“C”相乘，為內部電流環路產生參考電流命令。在圖1中，“A”代表感測的數字瞬時信號Vin。“C”可由下式確定：
?
　　式中，Vdc是計算的感測數字化信號Vin的平均成分。在圖1中的Iref是內部電流環路的參考電流命令，Iref具有經整流的正弦波形狀，其幅度對于負載和AC線路電壓的變化足以保持輸出電壓在一個參考電平Vref上。感測的數字化電感電流Iin與參考電流Iref進行比較，Iref與Iin之差值進入電流控制器Gca。Gca的輸出最后為PFC開關產生PWM占空比命令。

　　3、PFC級數字控制器設計

　　圖1所示的DSP控制的PFC變換器控制環路框圖如圖2所示。圖中，Kf、Ks和Kd增益塊替代了先前各自的電壓和電流感測與調節電路。乘法器增益Km也加進控制單元中。Km允許參考信號Iref根據變換器輸入工作電壓范圍進行調節。內部電流環路利用Iref來編程，電流環路功率級輸入占空比命令是電感電流Iin。電流控制器Gca產生適當的控制輸出Uca，致使Iin跟隨Iref。電壓控制器Gvea輸出Unv輸入到電壓環路功率級，其輸出是總線電壓Vo。Gvea產生適當的Unv控制Iref的幅值，使Vo保持在參考電平上。德州儀器（TI）公司生產的TMS320LF2407A是一種16位定點（fixed-point）DSP控制器，被用作控制通用輸入（85~265Vac）平均電流模式PFC預變換器。

圖2? TMS320LF2407A控制的PFC級控制環路框圖

　　3.1? 電壓與電流感測增益

　　輸入電壓Vin和輸入電流Iin分別表示為
　　Vin=Vm Sin2wt????? 0≤Vm≤Vmax
　　Iin=Im sin2wt????? 0≤Im≤Imax
　　式中：Vmax為峰值幅度Vm最大值，V；Imax為峰值幅度Im的最大值，A。

　　基于DSP的PFC變換器信號通過芯片上的A/D轉換器感測。為使這些信號進入A/D轉換器的范圍之內，利用適當的外部調節電路加至每個通道。用戶軟件讀出變換的信號，即數字化信號。從ADC結果寄存器讀出的數字化信號，用適當的定點格式保存在臨時存儲器單元。數字化信號用有限的字長被表示為數值。在16位DSP中，最低位（LSB）用作表示信號的尾數，最高位（MSB）用作代表其符號。為了實現轉換，需要選擇信號的范圍，然后在定點表示的整個范圍之內標記變化結果的全部范圍。對于TMS320LF2407A DSP，正向信號的范圍是從0到32767。一旦這個映像完成，下一步則是為這些數字化信號選擇適當的定點算法計數法。對于16位DSP，利用Q15計數法作為這些信號的定點表示是有利的。用這種表示方法，數值在0~32767范圍之內，表示絕對值在0與1之間。用Q15計數法，電壓和電流相對于它們的最大值作為規格化的每單位（pu）數值被自動保存。

　　在圖2中，前饋電壓感測增益Kf、電流感測增益Ks和PFC輸出直流總線電壓感測增益Kd分別表示為：
??? Kf=1/Vmax
　　Ks=1/Imax
　　Kd=1/Vo(max)
　　式中，Vmax為整流的輸入電壓Vin最大允許幅值，V；Imax為輸入電流Iin的最大允許幅值，A；Vo(max)為直流總線電壓最大允許值，V。

　　3.2? 輸入電壓前饋軟件的實現

　　輸入電壓前饋能使輸入功率保持在規定的電平上，不隨AC線路電壓波動而變化。

　　為計算輸入電壓Vin的平均成分Vdc，需要計算信號頻率f（=1/t），然后對一個周期上的信號進行積分，如圖3示圖所描述。

圖3 和Vin平均成分的計算

　　3.2.1? 頻率計算

　　在頻率軟件執行期間和其后的平均Vin的計算，每當信號跨越上門限Uth-hi時，Vin的采樣數（N）被計數并被保存。信號的下門限Uth-Io用于獲得抗擾度。若采樣周期為Ts，采樣頻率為fs=1/Ts。Vin的周期為T，N=T/Ts。若N為已知數，每單位（per unit, Pu）頻率fpu的計算公式是：
?
　　式中，fmax為Uin的最大頻率，Hz；Nmin為Uin一個周期上的采樣最小數。計算頻率的用戶軟件利用N值，首先計算中間值1/N，然后與Nmin相乘得到fpu值。為保存1/N值，并帶最高精度，不引起累加器溢出，知道Nmin值是很重要的。為此，用戶應當選擇信號最大頻率以被測量。一旦知道Nmin值，1/N量可以被保存，并帶最大精度且用適當的定點表示。例如，對于一個輸入工作頻率為47~63Hz的PFC變換器，最大輸入頻率可以選擇70Hz。然后用fmax=140Hz（兩倍的輸入頻率）和已知的Ts值來計算Nmin，是非常容易的。

　　3.2.2? 前饋成分計算

　　只要知道信號Vin的頻率，它的平均成分Vdc可用下面公式計算：
?
　　式中，T為相應于Uin頻率f的時間周期， S；Vin（i）為Vin的數字化i次采樣。

　　由于Vin作為相對于它的最大值Vmax的每單位（pu）規格化值被測量，所計算的Vdc值也是一個帶Vmax規格化基本值的每單位（pu）量值。對于一個正弦波輸入電壓，Vac的最大值僅為2Vmax/π。因此，在Vac的固定點表示中，為獲得最佳精度，先前計算的值相對于它自己的最大值被轉換為每單位規格化量值，這個值由下式給出：
?
　　Vdc1的倒置電壓Vinv（即Vinv=1/Vdc1）在Vdc1最小時值最大，反之亦然。為在Vinv固定點表示中獲得較高的精度，需要用相對于其最大值的每單位（pu）規格化值來表示。對于一個正弦波輸入電壓，Vdc的最小值是2Vmin/π。輸入電壓最小幅值Vmin的選擇，基于PFC變換器的輸入電壓范圍。例如：若PFC變換器的低線路RMS電壓是90V，Vmin值應低于或等于127V（）。Vinv的最大值為（Vminπ/2），相對于它自己最大值的相應Vinv的每單位（pu）值為：
?
　　3.3? 乘法器增益Km

　　乘法器增益Km的調節，應能在最低輸入電壓上，當PFC變換器交付最大負載時，使參考電流Iref是在它的最大值上。在圖2中，Iref為
?
　　隨電流環路閉合，Iref可表示為
?
　　在最低工作電壓Vinv=1時，滿載下的電壓控制器輸出將在它的最大值上，即Vnv=1。因此，在最低工作電壓上，為產生最大參考電流，要求Km值為：
?
　　3.4? 電壓和電流環路補償器

電流環路功率級高頻近似值為：
?
　　根據圖2所示的PFC控制框圖，電流環路增益等式為：
?
　　式中，Fm為調制器增益，

　　調制器在軟件中部分地執行，并部分地利用DSP PWM硬件。軟件利用調制器輸入，即電流控制器輸出Uca，計算在TMS320LF2407A中PWM硬件模塊的占空比值。PWM硬件利用占空比值，為PFC開關產生適當的PWM信號。當調制器輸入Uca是1時，軟件保證調制器輸出即PWM占空比為100%。在此情況下，調制器增益Fm=1。因此，對于電流環路的交越頻率fci，需要的電流誤差放大器補償器可以表示為：
?
　　只要電流環路閉合，電壓環路功率級傳輸函數可按下式計算：
?
　　式中，Zf為輸出電容CO和負載阻抗ZO組成的并聯分支的等效阻抗，Zf=ZO/（1+sCOZO）；負載阻抗。

　　圖2中電壓環路增益等式如下：

　　電壓環路交越頻率fcv需要的電壓誤差放大器補償器為
?
　　3.5? 電壓和電流環路補償器軟件的實現

　　先前給出的電壓和電流環路控制器，在它們利用TMS320LF2407A在軟件中被執行之前，被變換為如下說明的等效數字形式，電流控制器可以寫為：
?
　　式中：KP為已計算的電流補償器量值；E為電流誤差信號。

　　電流環路補償波德（Bode）曲線如圖4所示。其中：頂部為電流環路控制單元增益Gid、Fm和KS曲線；中間為補償器Gca增益曲線；底部為所期望的環路增益Ti曲線。功率級有一個-1的斜率，在期望的穿越頻率fci上放置零點fz，可以產生一個45°的相補角。然而，由于控制環路采樣和補償延時，相補角的一部分被損失，因此將fz放置到圖4所指示的位置，以補償相補角損失。

圖4? 電流環路補償波德曲線

　　4、PFC級數字控制器設計實例

　　在本設計中的系統參數如下：

　　輸出功率PO=825W，DC總線電壓VO=380V，開關頻率fSW=120KHz，數字環路采用頻率fS=60KHz，L=100μH，C=390μF，fCV=10Hz，fci=8KHz，輸入電壓最大頻率fmax=200Hz，Vmax=410V，Vmin=109.95V，Vo(max)=410V，輸入電流最大值Imax=2PO/Vmin=15A。

　　各種增益參數分別為：kf=1/410，kd=1/410，KS=1/15，Km=410/109.95=3.7286。

　　4.1? 電流控制器履行例子

　　由于fci=8KHz，電流控制器量值為
?
　　將電流環路PI補償器零點設置在800Hz，電流補償器的積分時間常數為TIC=1/2π×800=198.94×10-6。因此，完整的電流環路控制器為
?
　　式中：KPi=0.1985，Kli=997.77。
　　分立（discrete）控制器執行等式為
　　Ui(n)=K0i?Ei(n)+li(n-1)；
　　li(n)=li(n-1)+K1i?Ei(n)+Kcorri?Epii
　　Epii=Usi-Ui(n)
　　式中：當在其它情況下，
　　電流控制器相關系數為。