3  反饋回路參數的計算

　　反饋電路采用精密穩壓源TL431 和線性光耦PC817 構成外部誤差電壓放大器。并將輸出電壓和初級側隔離。如圖2 所示， R11、R12 是精密穩壓源的外接控制電阻， 決定輸出電壓的高低， 和T L431 一并組成外部誤差放大器。當輸出電壓Vo 升高時， 取樣電壓VR 13 也隨之升高， 設定電壓大于基準電壓（TL431 的基準電壓為2.5 V） , 使TL431 內的誤差放大器的輸出電壓升高， 致使片內驅動三極管的輸出電壓降低， 使輸出電壓Vo 下降， 最后V o 趨于穩定； 反之， 輸出電壓下降引起設定電壓下降， 當輸出電壓低于設定電壓時， 誤差放大器的輸出電壓下降， 片內驅動三極管的輸出電壓升高， 最終使UC3842 的腳1 的補償輸入電流隨之變化， 促使片內對PWM 比較器進行調節， 改變占空比， 達到穩壓的目的。

　　從TL431 技術資料可知， 參考輸入端的電流為2 μA, 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響， 通常取流過電阻R13 的電流為T L431 參考輸入端電流的100 倍以上[ 6] , 所以：

　　這里選擇R13= 10 k Ω，根據TL431 的特性可以計算R12:

　　其中， TL431 參考輸入端電壓Uref= 2.5 V。

　　TL431 的工作電流Ika 范圍為1~ 150 mA, 當R9 的電流接近于零時， 必須保證I ka 至少為1 mA, 所以：

　　其中， 發光二極管的正向壓降Uf= 1.2 V。

　　UC3842 的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8 V< Vo< 6 V, 三極管集射電流I c受發光二極管正向電流If 控制， 通過PC817 的Vce與I c關系曲線（ 圖3） 可以確定PC817 二極管正向電流I f .由圖3可知， 當PC817 二極管正向電流I f 在7 mA 左右時， 三極管的集射電流I c在7 mA 左右變化， 而且集射電壓Vce 在很寬的范圍內線性變化， 符合UC3842 的控制要求。

圖3 PC817 集射極電壓Vce與二極管正向電流If 的關系圖

　　PC817 的電流傳輸比CTR= 0. 8~ 1. 6, 當I c= 7mA 時， 考慮最壞的情況， 取CT R= 0.8, 此時要求流過發光二極管最大電流：

　　所以：

　　其中， Uka為TL431 正常工作時的最低工作電壓， Uka = 2.5 V.發光二極管能承受的最大電流為50 mA,TL431 最大電流為150 mA, 故取流過R9 的最大電流為50 mA。

　　R9 的取值要同時滿足式（ 5） 和式（ 6） , 即162< R9< 949, 可以選用750Ω 。
　4  基于MOS 管最大耐壓值的反激變壓器設計

　　由變換器預定技術指標可知變壓器初級側電壓Vdcmin= 240 V, Vdcmax= 380 V, 預設效率η= 85%, 工作頻率f = 65 kHz, 電源輸出功率P out= 25 W。

　　變壓器的輸入功率：

　　根據面積乘積法來確定磁芯型號， 為了留有一定裕量， 選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25/ 20, 電感量系數A L=1 750 nH/ N2 , 初始磁導率μi= 2 300, 有效截面積A e= 42. 2 mm2 .

　　因為所選的MOS 管的最大耐壓值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量條件下所允許的最大反射電壓：

　　最大占空比：

　　初級電流：

　　初級最大電感量：

　　其中， f 是開關頻率， Hz.

　　初次級匝數比：

　　初級匝數：

　　其中， 磁感應強度Bw= 0?? 23 T ; 由于此變換器設計在斷續工作模式k= 1（ 連續模式k= 0.5）。

　　磁芯氣隙：

　　次級匝數：

　　輔助繞組匝數：

　　其中， Va 是輔助繞組電壓， V .

　　為了減小變壓器漏感， 采用夾心式繞法， 初級繞組分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 兩部分繞制， 如圖4 所示， Np1 繞在骨架最里層， 次級繞組N s繞在N p1和N p2之間， 輔助繞組繞Na 在最外層。

圖4 變壓器繞制示意圖