4 主要元件參數計算

　　4.1 變壓器變比的設計

　　開關變壓器的變比與開關變換電路的具體形式有關，正激、半橋變換電路中開關變壓器的變比公式為：

　　式中，Uin，Uout分別為開關變壓器的輸入和輸出電壓；Nin，Nout 分別為開關變壓器初級和次級線圈的匝數。

　　當輸入電壓最低時，實際設計時應該按最低輸入電壓代入計算。

　　推挽電路的輸出電壓與輸入電壓之間的關系公式為：

　　Uout= 2DUin/n

　　因此得到關系式：n= 2D Uin / Uout= N 1 / N 2.

　　輸入電壓最低時，占空比D 值最大，這時候仍然能保持設計要求的輸出電壓，所以上式的D 應取最大值，Uin取最小值。

　　4.2 輸入濾波電容的選擇

　　輸入濾波電容器C 的容量與電源效率，輸出功率密切相關，對于寬范圍輸入的開關電源，C 的容量取μF 為單位時，可按比例系數3μF/ W 來選取。例如當Po= 30 W 時，C= （ 3μF/W）×30 W= 90μF， 以此類推。在固定輸入時，比例系數變成1μF/W， 上例中的C 就變成30μF.在設計開關電源時還要注意C 的容量誤差要盡量小，以免影響開關電源的性能。當C 的容量過小時，會降低TopswitchⅡ的可用功率。如果把30μF 改成20μF， 則輸出功率會降低15 %; 當C《 20μF 時，會造成可用功率的明顯下降。

　　另外，C 容量的大小還決定直流高壓Ui 的數值，圖3、圖4 實際上是在Ui= 105 V 的情況下繪制的，這個充分體現了C 對Ui 的影響。

　　4.3 開關管保護電路

　　在開關芯片的漏極D 側可以利用VDZ 和VD 兩個二極管對高頻變壓器的漏感產生的尖峰電壓進行箝位，可保護μ的D-S 極間不被擊穿。例如VDZ 可以選用瞬態電壓抑制器P6K200， 其反向擊穿電壓為200 V.VD 采用反向耐壓為600 V 的UF4005 型超快恢復二極管，亦稱阻塞二極管。

　　5 應用電路及其仿真

　　圖6給出了由TOPSwitch 構成的反激式電源的原理圖。其工作過程如下： 輸入交流電經整流橋BR1 整流后再經電容C1 濾波，變為脈動的直流電。

　　反激式變壓器與TOPSwitch 將存儲于電容C1 的能量傳遞給負載。當TOPswitch 開關管導通時，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過原邊繞組的電流線性增加（ 如若在MOSFET 開關管導通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應電勢反向，二極管D2 截止，副邊電流變為零，然而磁芯內的能量不能突變，故原邊電流躍變為副邊電流的1/ K，K 為變壓器變比），變壓器儲存能量； 當MOSFET 開關管關斷時，電感原邊電流由于沒有回路（ 此時，穩壓管VR1的擊穿電壓因高于原變壓器的感應電勢而截止） 而突變為零，變壓器通過副邊續流，副邊電流為TOPswitch 開關管關斷時原邊電流的K 倍，副邊繞組通過二極管D2 對電容C2 充電，此后，流過變壓器副邊的電流線性下降。二極管D1 與穩壓管VR1 并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產生的高壓毛刺。電阻R1、穩壓管V R2、光耦U2 與電容C5 構成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩定。電阻R2 與VR2 構成一假負載，以保證當電源空載或輕載時輸出電壓穩定。電感L1 與電容C3 構成LC 濾波器以防止輸出電壓脈動過大。二極管D3 與電容C4 構成一整流電路以提供光耦U2 光電三極管的偏置電壓。電感L2 、電容C6 和C7 用于降低系統的電磁干擾（ EMI） 。

　　圖6 反激式電源的應用原理圖。

　　圖7分別給出了輸入電壓220 V （ 交流），輸出功率為40 W; 輸入電壓85 V （ 交流），輸出功率為24 W和輸入電壓85 V（ 交流），輸出功率為40 W 時的輸出電壓波形。

　　圖7 不同電壓輸入條件下的電壓仿真輸出波形

　　6 結論

　　理論設計和仿真結果表明，基于topswitch 芯片設計的開關電源，輸出波形較為穩定，而且電磁兼容性好，抗干擾能力強，適合小功率開關電源的設計制造。