H型雙極模式PWM控制提高轉(zhuǎn)臺伺服系統(tǒng)低速特性的作用十分顯著，而且簡單易行。H型雙極模式PWM控制能夠提高伺服系統(tǒng)的低速特性，是因為H型雙極模式PWM控制的電動機電樞回路中始終流過一個交變的電流，這個電流可以使電動機發(fā)生高頻顫動，有利于減小靜摩擦，從而改善伺服系統(tǒng)的低速特性。但因其功率損耗大，H型雙極模式PWM控制只適用于中、小功率的伺服系統(tǒng)。因此，有必要設計一種能夠減小功率損耗的H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路，使得H型雙極模式PWM控制應用在大功率伺服系統(tǒng)中。

　　H型雙極模式PWM控制的功率損耗

　　如圖1所示，H型雙極模式PWM控制一般由4個大功率可控開關(guān)管(V 1-4)和4個續(xù)流二極管(VD 1-4)組成H橋式電路。4個大功率可控開關(guān)管分為2組，V1和V4為一組，V2和V3為一組。同一組的兩個大功率可控開關(guān)管同時導通，同時關(guān)閉，兩組交替輪流導通和關(guān)閉，即驅(qū)動信號u1=u4，u2=u3=-u1，電樞電流的方向在一個調(diào)寬波周期中依次按圖1中方向1、2、3、4變化。由于允許電流反向，所以H型雙極模式PWM控制工作時電樞電流始終是連續(xù)的。電樞電流始終連續(xù)產(chǎn)生電動機的附加功耗、大功率可控開關(guān)管高頻開通關(guān)閉產(chǎn)生的導通功耗和開關(guān)功耗等動態(tài)功耗，是H型雙極模式PWM控制功率損耗的主要來源。決定電動機附加功耗大小的因素主要是PWM的開關(guān)頻率，開關(guān)頻率越大附加功耗就越小。決定大功率可控開關(guān)管的動態(tài)功耗大小的因素主要是大功率可控開關(guān)管的開通關(guān)閉時間和PWM的開關(guān)頻率，開通關(guān)閉時間越長動態(tài)功耗就越大，PWM開關(guān)頻率越大動態(tài)功耗就越大。

　　圖1H型雙極模式PWM控制原理圖

　　電樞回路的附加功耗、大功率可控開關(guān)管的動態(tài)損耗，使得H型雙極模式PWM控制的功率損耗很大、不適合應用在大功率伺服系統(tǒng)中。為了解決這個問題，本文將以減小電動機電樞回路的附加功耗和大功率開關(guān)管的動態(tài)功耗為原則，設計H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路，以使H型雙極模式PWM控制應用在大功率伺服系統(tǒng)中。

　　H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路設計

　　設計H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路的核心是：功率轉(zhuǎn)換器件的選取及其驅(qū)動電路設計、保護電路的設計。

　　功率轉(zhuǎn)換器件

　　常用的大功率可控開關(guān)管主要有大功率雙極型晶體管(GTR)、大功率電力場效應管(MOSFET)和IGBT等。GTR的主要缺點是：開通關(guān)閉時間長、開關(guān)功耗大、工作頻率低、熱穩(wěn)定性差、容易損壞。MOSFET的主要缺點是：管子導通時通態(tài)壓降比較大、管子功率損耗大。絕緣柵雙極晶體管IGBT(Isolated Gate Bipolar Transistor)集GTR和MOSFET的優(yōu)點于一身，既具有通態(tài)電壓低、耐高壓、承受電流大、功率損耗低的特點，又具有輸出阻抗高、速度快、熱穩(wěn)定性好的特點。因此，IGBT具有廣闊的工程應用前景。

　　本文的功率轉(zhuǎn)換電路采用2MB1300D-140型號的IGBT作為功率轉(zhuǎn)換器件，其示意圖如圖2中右側(cè)所示，G是柵(門)極、C極是集電極、E極是發(fā)射極。IGBT驅(qū)動條件與IGBT特性的關(guān)系經(jīng)實驗測得如表1所示，其中Vces、ton、toff、Vce、R分別為集電極-發(fā)射極飽和壓降、開通時間、關(guān)閉時間、集電極-發(fā)射極電壓和柵極電阻，↑、-、↓分別表示增大、不變、減小。從表1可以看出：

　　①增大正向柵壓+Vge，Vces和ton隨之減小，IGBT的動態(tài)功耗隨之減小;

　　②增大反向柵壓-Vge，toff隨之減小，IGBT的動態(tài)功耗隨之減小;

　　③增大R，IGBT的ton、toff隨之增大，IGBT的動態(tài)功耗隨之增大。

　　表1IGBT驅(qū)動條件與IGBT特性的關(guān)系

　　因此，減小IGBT的動態(tài)功耗，需要增大正向柵壓+Vge、增大反向柵壓-Vge、減小ton和toff。但Vge并非越高越好，原因是Vge過高時電流增大，容易損壞IGBT。一般+Vge不超過+20V。IGBT關(guān)斷期間，由于電路中其它部分的干擾，會在柵極G上產(chǎn)生一些高頻振蕩信號，這些信號輕則會使本該關(guān)閉的IGBT處于微通狀態(tài)、增加IGBT的功耗，重則會使逆變電路處于短路直通狀態(tài)，為了防止這些現(xiàn)象發(fā)生反向柵壓-Vge越大越好。根據(jù)上述關(guān)系可以總結(jié)，IGBT對驅(qū)動電路的要求主要有：動態(tài)驅(qū)動能力強、正向和反向柵壓合適、輸入輸出電隔離能力強、輸入輸出信號傳輸無延時、具有一定保護功能。

　　為了減小IGBT的動態(tài)功耗和保障電路安全，滿足IGBT的驅(qū)動要求，需合理確定+Vge、-Vge和R的值。這些都需要通過設計驅(qū)動電路來實現(xiàn)。

　　驅(qū)動電路設計

　　設計性能良好的驅(qū)動電路，可以使IGBT工作在比較理想的開關(guān)狀態(tài)、縮短開關(guān)時間、減小開關(guān)功耗、提高功率轉(zhuǎn)換電路的運行效率。IGBT柵極驅(qū)動方式主要有變壓器驅(qū)動法、直接驅(qū)動法和光耦隔離驅(qū)動法。變壓器驅(qū)動法有利于驅(qū)動信號的隔離、驅(qū)動功率損耗很小，但限制了使用頻率，不利于PWM信號的傳輸。直接驅(qū)動法適用于小容量的不加保護的IGBT的場合。光耦隔離驅(qū)動法對光耦的要求較高，要求光耦速度快，絕緣耐壓高于電源電壓，共模抑制比大。

　　SEMIKRON公司的SKHI22AH4模塊是應用變壓器驅(qū)動原理的驅(qū)動器件。當SKHI22AH4模塊驅(qū)動IGBT時，它的最大工作頻率可達100kHz，完全解決了限制使用頻率問題。SKHI22AH4模塊驅(qū)動IGBT的電路原理圖如圖2。圖2中虛線方框是SKHI22AH4模塊結(jié)構(gòu)簡圖，模塊中分初級和次級兩個部分，這兩個部分是絕緣的，使得驅(qū)動電路具有良好的輸入輸出電隔離能力;模塊有2個input、2個output，一個input對應一個output，input是變壓器初級，output是變壓器次級;SKHI22AH4模塊中還有針對短路、過流和電壓不穩(wěn)等錯誤的測量裝置和錯誤信息儲存裝置，用來實現(xiàn)多種電路保護功能。SKHI22AH4模塊的工作原理是：PWM控制信號加在變壓器初級，變壓器次級輸出放大的驅(qū)動信號驅(qū)動IGBT。SKHI22AH4模塊的供電電壓是+15V，當其驅(qū)動2MB1300D-140型號的IGBT時，其驅(qū)動輸出的導通電壓可達+14.2V、關(guān)閉電壓可達-2V，完全滿足減小IGBT動態(tài)功耗對+Vge、-Vge的要求。為了減小ton、toff，在允許的范圍內(nèi)取Ron=3.38，Roff=3.38。在力求減小功率損耗的原則下，在設計電路保護功能過程中選擇其外圍元器件。

　　圖2SKHI22AH4模塊驅(qū)動IGBT的原理圖

　　SKHI22AH4的主要電路保護功能設計：

　　1)短路保護功能

　　在C極和E極間容易出現(xiàn)短路的現(xiàn)象。短路時，電流增大，IGBT的功率損耗迅速增大(隨著電流的平方增大)，嚴重時會造成IGBT的損壞。因此，需要對IGBT進行短路保護。如圖2所示，通過對C極和E極的電壓的比較，就實現(xiàn)了對C極和E極間的短路保護。實現(xiàn)短路保護，就要合理確定Rce和Cce的值。具體步驟如下：

　　①確定Vces的值。Vces既不能過大也不能過小，過大會增加IGBT動態(tài)功率損耗，過小會減弱短路保護能力，一般取5.6V。為了減小IGBT的動態(tài)功率損耗，可以適當減小，但不能小于3.5V。這里取Vces=4V。

　　②確定Rce。由公式(1)求得Rce=13Ω。

　　③確定tmin。由SKHI22AH4模塊的特性知，tmince=470pF。

　　2)互鎖保護功能

　　SKHI22AH4模塊具有互鎖功能，以防止H橋同側(cè)臂的2個IGBT同時導通。互鎖功能就是：在H橋同側(cè)臂的2個IGBT中，一個IGBT關(guān)閉后要有一段延時，另一個IGBT才能開通。互鎖的鎖定時間ttd=2.7+0.13Rtd(Rtd為互鎖電阻)，2.7μs是由于SKHI22AH4模塊中已經(jīng)集成了一個互鎖電阻產(chǎn)生。取Rtd=08，則ttd=2.7μs。

　　3)錯誤監(jiān)測

　　SKHI22AH4模塊具有錯誤監(jiān)測功能，它可以對短路、過流、電壓不穩(wěn)等錯誤進行監(jiān)測。當錯誤發(fā)生時，SKHI22AH4模塊停止運行，并將錯誤信號存儲在Errormemory中，直到錯誤排除，才能從新運行。

　　按照上述驅(qū)動電路設計，可得SKHI22AH4模塊的驅(qū)動波形，如圖3所示。

　　圖3SKHI22AH4模塊輸入輸出的波形圖

　　H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路

　　經(jīng)過上述設計，得H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路原理圖，如圖4所示。經(jīng)實驗測試得，圖4所對應的功率轉(zhuǎn)換電路中IGBT的ton=1.8Ls、toff=1.4Ls，則IGBT的開關(guān)時間為3.2Ls。

　　圖4H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路原理圖

　　實驗

　　設計完H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路后，還要確定合理的PWM開關(guān)頻率，才能進一步減小功率損耗、實現(xiàn)H型雙極模式PWM控制在大功率伺服系統(tǒng)中的應用。

　　PWM開關(guān)頻率的計算

　　合理的開關(guān)頻率不但可以進一步減小功率損耗、提高效率，而且還可以使系統(tǒng)性能與連續(xù)系統(tǒng)的性能相差無幾。綜合來看，開關(guān)頻率的確定，受到很多相互矛盾的因素決定：

　　①為了改善靜摩擦對伺服系統(tǒng)低速性能的影響、使得電動機在零位處于動力潤滑狀態(tài)，因 此雙極模式PWM控制工作時考慮微振特性的開關(guān)頻率應滿足公式(4);

　　②為了使開關(guān)頻率不至于對系統(tǒng)的動態(tài)性能產(chǎn)生不良影響，頻率應遠大于伺服系統(tǒng)本身的 通頻帶fc，一般應滿足經(jīng)驗式(5);

　　③為了避免引起共振，開關(guān)頻率應該高于系統(tǒng)中所有回路的諧振頻率;

　　④為了提高電動機的利用率，必須限制電流脈動量$Ia，應該滿足式(6);

　　⑤開關(guān)頻率的上限要受到IGBT的開關(guān)損耗和開關(guān)時間的限制，應滿足經(jīng)驗式(7)。

　　以某三軸飛行仿真轉(zhuǎn)臺方位軸伺服系統(tǒng)為例進行計算，該轉(zhuǎn)臺是我們目前國內(nèi)功率最大的轉(zhuǎn)臺之一，功率為11000W，其中方位軸伺服系統(tǒng)的功率為7200W。三軸飛行仿真轉(zhuǎn)臺方位軸電動機參數(shù)如下：力矩系數(shù)KT=82.3N?m/A，供電電壓Us=+120V，電樞電阻Ra=2.48Ω，電樞電感La=0.019H，電機軸上靜摩擦力矩Tf=21010N?m，系統(tǒng)通帶頻率fc=34Hz，額定電流IN=60A，啟動電流Is≈IN，αs=Is/IN≈1，Te=La/Ra=0.0079。

　　由式(4)～(7)確定開關(guān)頻率范圍340Hz

　　圖5功率損耗曲線

　　試驗結(jié)果

　　在某三軸飛行仿真轉(zhuǎn)臺方位軸伺服系統(tǒng)中采用可逆單極模式PWM控制時，方位軸伺服系統(tǒng)的能夠啟動的最低平穩(wěn)速度為0.05°/s;而采用了本文設計的功率轉(zhuǎn)換電路的H型雙極模式PWM控制時，能夠啟動的最低平穩(wěn)速度為0.01°/s，如圖6所示(橫坐標軸為采樣點，采樣頻率400Hz)，方位軸伺服系統(tǒng)的低速特性得到了明顯的提高。圖6某三軸轉(zhuǎn)臺方位軸伺服系統(tǒng)的啟動速度曲線由于電樞電流有脈動量，電動機會有高頻顫動，系統(tǒng)的最低平穩(wěn)速度隨之也有脈動;但脈動量很小，小于0.00025°/s，僅為速度值2.5%。

　　結(jié)論

　　本文設計的H型雙極模式PWM控制的功率轉(zhuǎn)換電路，減小了雙極模式PWM控制的功率損耗;通過計算合理的開關(guān)頻率，功耗進一步減小。使得H型雙極模式PWM控制應用在大功率伺服系統(tǒng)中。實際工程應用表明：其應用在某三軸飛行仿真轉(zhuǎn)臺的方位軸大功率伺服系統(tǒng)中，明顯提高了伺服系統(tǒng)的低速特性;這種提高系統(tǒng)低速特性的方法，在工程實際中具有簡單易行的優(yōu)點。這種功率轉(zhuǎn)換電路設計在改善大功率伺服系統(tǒng)低速特性中具有較好的實際應用價值。