igbt模塊逆變器電路圖設計（一）

太陽能光伏發電的實質就是在太陽光的照射下，太陽能電池陣列（即PV組件方陣）將太陽能轉換成電能，輸出的直流電經由逆變器后轉變成用戶可以使用的交流電。以往的光伏發電系統是采用功率場效應管MOSFET構成的逆變電路。然而隨著電壓的升高，MOSFET的通態電阻也會隨著增大，在一些高壓大容量的系統中，MOSFET會因其通態電阻過大而導致增加開關損耗的缺點。在實際項目中IGBT逆變器已經逐漸取代功率場效應管MOSFET，因為絕緣柵雙極晶體管IGBT通態電流大，正反向組態電壓比較高，通過電壓來控制導通或關斷，這些特點使IGBT在中、高壓容量的系統中更具優勢，因此采用IGBT構成太陽能光伏發電關鍵電路的開關器件，有助于減少整個系統不必要的損耗，使其達到最佳工作狀態。在實際項目中IGBT逆變器已經逐漸取代功率場效應管MOSFET。

圖1：太陽能光伏發電流程

IGBT逆變器的工作原理

逆變器是太陽能光伏發電系統中的關鍵部件，因為它是將直流電轉化為用戶可以使用的交流電的必要過程，是太陽能和用戶之間相聯系的必經之路。因此要研究太陽能光伏發電的過程，就需要重點研究逆變電路這一部分。如圖2（a）所示，是采用功率場效應管MOSFET構成的比較簡單的推挽式逆變電路，其變壓器的中性抽頭接于電源正極，MOSFET的一端接于電源負極，功率場效應管Q1，Q2交替的工作最后輸出交流電力，但該電路的缺點是帶感性負載的能力差，而且變壓器的效率也較低，因此應用起來有一些條件限制。采用絕緣柵雙極晶體管IGBT構成的全橋逆變電路如圖2（b）所示。其中Q1和Q2之間的相位相差180°，其輸出交流電壓的值隨Q1和Q2的輸出變化而變化。Q3和Q4同時導通構成續流回路，所以輸出電壓的波形不會受感性負載的影響，所以克服了由MOSFET構成的推挽式逆變電路的缺點，因此采用IGBT構成的全橋式逆變電路的應用較為廣泛一些。

圖2：MOSFET逆變器和IGBT逆變器電路圖對比

絕緣柵雙極晶體管IGBT是相當于在MOSFET的漏極下增加了P+區，相比MOSFET來說多了一個PN結，當IGBT的集電極與發射極之間加上負電壓時，此PN結處于反向偏置狀態，其集電極與發射極之間沒有電流通過，因此IGBT要比MOSFET具有更高的耐壓性。也是由于P+區的存在，使得IGBT在導通時是低阻狀態，所以相對MOSFET來說，IGBT的電流容量要更大一些。

igbt模塊逆變器電路圖設計（二）

IGBT逆變器電路設計

逆變電路中的前級DC-DC變換器部分采用PIC16F873單片機為控制核心，后級DC-AC部分采用高性能DSP芯片TMS320F240為控制核心的全橋逆變電路。為了提升太陽能光伏發電逆變器的效率，可以通過降低逆變器損耗的方式來完成，其中驅動損耗和開關損耗是重點解決對象。降低驅動損耗的關鍵取決于功率開關管IGBT的柵極特性，降低開關損耗的關鍵取決于功率開關管IGBT的控制方式，因此針對驅動損耗和開關損耗的特性提出以下解決方案。

1、驅動電路

驅動電路是將主控制電路輸出的信號轉變為符合逆變電路所需要的驅動信號，也就是說它是連接主控制器與逆變器之間的橋梁，因此驅動電路性能的設計是至關重要的。采用EXB841集成電路構成IGBT的柵極驅動電路如圖3所示，EXB841的響應速度快，可以通過控制其柵極的電阻來降低驅動損耗，提高其工作效率。EXB841內部有過電流保護電路，減少了外部電路的設計，使電路設計更加簡單方便。比較典型的EXB841的應用電路，一般是在IGBT的柵極上串聯一個電阻Rg，這樣是為了可以減小控制脈沖前后的震蕩，而選取適當Rg的阻值則對IGBT的驅動有著相當重要的影響。此次電路在EXB841典型應用電路的基礎上，優化IGBT柵極上串聯的電阻，使其在IGBT導通與關斷時，其電阻隨著需要而有所變化。

圖3:EXB843集成電路構成IGBT的驅動電路圖

具體實施如下：采用Rg2和VD1串聯再與Rg1并聯，當IGBT導通時，由驅動電路內部EXB841的3腳輸出正電壓，VD1導通，Rg1和Rg2共同工作，因為并聯后的總電阻小于每一個支路的分電阻，所以串聯在柵極上的總電阻Rg的值比Rg1，Rg2的值都要小，這樣使得開關時間和開關損耗隨著總電阻值的減小而減少，進而降低驅動損耗。當IGBT關斷時，該驅動電路內部EXB841的5腳導通，3腳不導通，IGBT的發射極提供負電壓，使得與Rg2串聯的VD1截止，Rg1工作，Rg2不工作，此時串聯在柵極上的總電阻Rg的值就是Rg1的阻值，這樣在關斷IGBT時不會因為柵極間的電阻過小而導致器件的誤導通，進而提高了工作效率。

2、軟開關DC-DC變換電路

針對開關損耗，采用軟開關技術。軟開關技術是相對于硬開關而言的，傳統的開關方式稱為硬開關，所謂軟開關技術就是半導體開關在其導通或關斷時的時間很短，使流過開關的電流或加在開關的電壓很小，幾乎為零，從而降低了開關損耗。實質是通過提高開關頻率來減小變壓器和濾波器的體積和重量，進而大大提高變換器的功率密度，降低了開關電源的音頻噪聲，從而減小了開關損耗。當IGBT功率開關管導通時，加在兩端的電壓為零稱為零電壓開關，IGBT關斷時，流過其上的電流為零稱為零電流開關。由于IGBT具有一定的開關損耗，所以采用移相全橋零電壓零電流PWM軟開關變換器（如圖4所示），結構簡單沒有有損元件，減少了IGBT尾電流的影響，進而減少了開關損耗，提高了逆變器的效率。

圖4：軟開關DC-DC變換電路圖

Q1～Q4是4個IGBT功率開關管，其中Q1和Q3為超前臂，Q2和Q4為滯后臂，Q1和Q3超前于Q2和Q4一個相位，當Q1和Q4關斷，Q2和Q3導通時，UAB兩端電壓等于V1兩端電壓，電容器C1被電源電壓V1充電。當Q3由導通到關斷時，電容器C3被充電，電感L1釋放能量，使得電容器C1諧振放電，直到電容器C1上的電壓為零，使Q1具備了零電壓導通的條件，同理可知超前臂Q3的零電壓導通原理。當Q1和Q4導通，Q2和Q3關斷時，AB兩端電壓等于V1兩端電壓，電容器C3處于充電狀態，當Q1和Q4持續導通時，電感L2與電容C8產生諧振，因此，電容C8被充電。當Q1由導通到關斷時，電容C1被充電，使得C3開始放電，AB兩端電壓減小，使得C8諧振放電，C8持續放電，最后使得二極管D7續流，Q4的驅動脈沖持續下降直到零，最終完成了Q4的零電流關斷。同理可知滯后臂Q2的零電流關斷原理。

因此可以說超前臂Q1和Q3分別通過并聯電容器C1和C3來完成零電壓導通和關斷，進而減小開關損耗；滯后臂Q2和Q4則是通過輔助電路中對C8放電，使流過變壓器原邊的電流減小到零進而完成零電流導通和關斷。

電路模擬結果

根據以上電路設計，實驗模擬結果如圖5所示。

一般電路波形接近方波部分說明其輸出含有較多的諧波分量，這樣會使系統產生不必要的附加損耗，如圖5是采用IGBT的改進電路，其波形很接近正弦波，理想的正弦波其總諧波畸變度為零，但實際生活中很難達到這樣的水準，因此基本達到要求，同時由于PIC16F873單片機具有多路PWM發生器，又具有更好的輸出正弦波的特點，因此驗證了設計的可行性，達到了預期效果。

通過對器件的比較與分析，電路的改進與優化，集成電路EXB841本身內部含有過電流保護電路，解決了絕緣柵雙極晶體管IGBT對驅動電路部分的要求，而且減少了外部電路的設計，使得整個設計過程簡單、方便。軟開關技術則解決了IGBT導通與關斷時流過電流與其上電壓過大的問題，最終整個系統的驅動損耗和開關損耗大大減少，輸出波形是較為穩定的正弦波，進而提高了整個系統的工作效率。

igbt模塊逆變器電路圖設計（三）

下圖為M57962L驅動器的內部結構框圖，采用光耦實現電氣隔離，光耦是快速型的，適合高頻開關運行，光耦的原邊已串聯限流電阻（約185 Ω），可將5 V的電壓直接加到輸入側。它采用雙電源驅動結構，內部集成有2 500 V高隔離電壓的光耦合器和過電流保護電路、過電流保護輸出信號端子和與TTL電平相兼容的輸入接口，驅動電信號延遲最大為1.5us。

當單獨用M57962L來驅動IGBT時。有三點是應該考慮的。首先。驅動器的最大電流變化率應設置在最小的RG電阻的限制范圍內，因為對許多IGBT來講，使用的RG 偏大時，會增大td（on ）（導通延遲時間），t d（off）（截止延遲時間），tr（上升時間）和開關損耗，在高頻應用（超過5 kHz）時，這種損耗應盡量避免。另外。驅動器本身的損耗也必須考慮。

如果驅動器本身損耗過大，會引起驅動器過熱，致使其損壞。最后，當M57962L被用在驅動大容量的IGBT時，它的慢關斷將會增大損耗。引起這種現象的原因是通過IGBT的Gres（反向傳輸電容）流到M57962L柵極的電流不能被驅動器吸收。它的阻抗不是足夠低，這種慢關斷時間將變得更慢和要求更大的緩沖電容器應用M57962L設計的驅動電路如下圖。

電路說明：電源去耦電容C2 ～C7采用鋁電解電容器，容量為100 uF／50 V，R1阻值取1 kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1 kΩ，電源采用正負l5 V電源模塊分別接到M57962L的4腳與6腳，邏輯控制信號IN經l3腳輸入驅動器M57962L。雙向穩壓管Z1選擇為9.1 V，Z2為18V，Z3為30 V，防止IGBT的柵極、發射極擊穿而損壞驅動電路，二極管采用快恢復的FR107管。

igbt模塊逆變器電路圖設計（四）

IR2110（＄1.0150）驅動IGBT電路如圖所示。電路采用自舉驅動方式，VD1為自舉二極管，C1為自舉電容。接通電源，VT2導通時Cy通過VDt進行充電。這種電路適用于驅動較小容量的IGBT.對于IR2110，當供電電壓較低時具有使驅動器截止的保護功能。自舉驅動方式支配著VT2的導通電壓，因此電壓較低的保護功能是其必要條件。若驅動電壓較低時驅動IGBT，則IGBT就會發生熱損壞。VD1選用高速而耐壓大于600V的ERA38-06、ERB38-06等二極管。

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）是一種MOSFET 與雙極晶體管復合的器件。它既有功率MOSFET 易于驅動，控制簡單、開關頻率高的優點，又有功率晶體管的導通電壓低，通態電流大，損耗小的顯著優點。

igbt模塊逆變器電路圖設計（五）

全橋式逆變主電路由功率開關管IGBT和中頻變壓器等主要元器件組成，如圖1所示快速恢復二極管VD1~VD4與lGBT1～IGBT4反向并聯、承受負載產生的反向電流以保護IGBT。IGBT1和IGBT4為一組，IGBT2和IGBT3為一組，每組IGBT同時導通與關斷，當激勵脈沖信號輪流驅動IGBT1、IGBT4和IGBT2、IGBT3時，逆變主電路把直流高壓轉換為20 kHz的交流電壓送到中頻變壓器，經降壓整流濾波輸出。

圖1 全橋式逆變電路

全橋式逆變器的一大缺陷就是存在中頻變壓器偏磁問題，正常工作情況下，功率開關器件在工作前半周與后半周導通脈寬相等，飽和壓降相等，前后半周交替通斷，變壓器磁心中沒有剩磁。但是，如果IGBT驅動電路輸出脈寬不對稱或其他原因，就會產生正負半周不平衡問題，此時，變壓器內的磁心會在某半周積累剩磁，出現“單向偏磁”現象，經過幾個脈沖，就可以使變壓器單向磁通達到飽和，變壓器失去作用，等效成短路狀態。這對于IGBT來說，極其危險，可能引發爆炸。

橋式電路的另一缺點是容易產生直通現象。直通現象是指同橋臂的IGBT在前后半周導通區間出現重疊，主電路板路，巨大的加路電流瞬時通過IGBT。

針對上述兩點不足，從驅動的角度出發、設計的驅動電路必須滿足四路驅動的波形完全對稱，嚴格限制最大工作脈寬，保證死區時間足夠。

igbt模塊逆變器電路圖設計（六）

對于硬開關觸發方式的全橋逆變器，四路驅動電路完全相同，但是各路之間在電路上必須相互隔離，以防干擾或誤觸發四路驅動信號根據觸發相位分為兩組，相位相反。圖3為一路柵極驅動電路，整流橋B1、B2與電解電容C1、C2組成整流濾波電路，為驅動電路提供+25V和-15V直流驅動電壓。光耦6N137的作用是實現控制電路與主電路之間的隔離，傳遞PWM信號。電阻R1與穩壓管VS1組成PWM取樣信號，電阻R2限制光耦輸入電流。電阻R3、R4與穩壓管VS3、VS4分別組成5.5V光耦電平限幅電路，分別為光耦和MOSFET管Q3提供驅動電平。Q3在光耦控制下，工作在開關狀態。MOSFET管Q1、Q2組成推挽放大電路，將放大后的輸出信號輸入到IGBT門極，提供門極的驅動信號。當輸入控制信號，光耦U導通，Q3截止，Q2導通輸出+15V驅動電壓。當控制信號為零時，光耦U截止，Q3、Q1導通，輸出-15V電壓，在IGBT關斷時時給門極提供負的偏置，提高lGBT的抗干擾能力。穩壓管VS3～VS6分別對Q2、Q1輸入驅動電壓限幅在-10V和+15V，防止Q1、Q2進入深度飽和，影響MOS管的響應速度。電阻R6、R7與電容C0為Q1、Q2組成偏置網絡。其中的電容C0是為了在開通時，加速Q2管的漏極電流上升速度，為柵極提供過沖電流，加速柵極導通。

圖3 柵極驅動電路原理

IGBT柵極耐壓一般在±20V左右，因此在驅動電路的輸出端給柵極加電壓保護，并聯電阻Rge以及反向串聯限幅穩壓管，如圖4所示。

圖4 柵極保護電路

柵極串聯電阻Rg對IGBT開通過程影響較大。Rg小有利于加快關斷速度，減小關斷損耗，但過小會造成di/dt過大，產生較大的集電極電壓尖峰。根據本設計的具體要求，Rg選取4.7Ω。

柵極連線的寄生電感和柵極與射極間的寄生電容耦合，會產生振蕩電壓，所以柵極引線應采用雙絞線傳送驅動信號，并盡可能短，最好不超過0.5 m，以減小連線電感。

四路驅動電路光耦與PWM兩路輸出信號的接線如圖5所示。

圖5 四路驅動電路光耦與PWM的兩路輸出信號的接線