作者：ADI公司 Henry J. Zhang

開關頻率優化

一般來講，開關頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，降低其成本。帶寬更高也可以改進負載瞬態響應。但是，開關頻率更高也意味著與交流相關的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應力。目前，對于 ≥10A的輸出電流應用，大多數降壓型電源的工作頻率范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對于《10A的負載電流，開關頻率可高達幾MHz。每個設計的最優頻率都是通過仔細權衡尺寸、成本、效率和其他性能參數實現的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉換器中，電感峰峰值紋波電流可計算如下：

在給定開關頻率下，低電感提供大紋波電流并產生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加MOSFET RMS電流和傳導損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導損耗也可能較高。通常，在選擇電感時，會選擇超過最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供應商通常指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供應商的最大額定值內設計電感的最大直流電流和峰值電流非常重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉換器選擇MOSFET時，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN（MAX）。但是，不要選擇額定電壓過高的FET。例如，對于16VIN（MAX）電源，額定值為25V或30V的FET非常適合。額定值為60V的FET的電壓過高，因為FET的導通電阻通常隨額定電壓的增加而增加。接下來，FET的導通電阻RDS（ON）和柵極電荷QG（或QGD）是兩個最重要的參數。通常需要在柵極電荷QG和導通電阻RDS（ON）之間進行取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導通電阻RDS（ON），而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS（ON）和大QG。在降壓轉換器中，頂部MOSFET Q1同時吸收了傳導損耗和交流開關損耗。Q1通常需要低QGFET，特別是在具有低輸出電壓和小占空比的應用中。低壓側同步FET Q2的交流損耗較小，因為它通常在VDS電壓接近零時導通或關斷。在這種情況下，對于同步FET Q2，低RDS（ON）比QG更重要。如果單個FET無法處理總功率，則可并聯使用多個MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉換器的輸入電容具有脈動開關電流和大紋波電流。因此，應選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保使用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容通常在輸入端并聯使用。

輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，而且決定負載瞬態性能。輸出電壓紋波可以通過公式（15）計算。對于高性能應用，要盡量減少輸出紋波電壓并優化負載瞬態響應，ESR和總電容都很重要。通常，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容（MLCC）都是不錯的選擇。

關閉反饋調節環路

開關模式電源還有一個重要的設計階段——通過負反饋控制方案關閉調節環路。這項任務通常比使用LR或LDO更具有挑戰性。它需要充分了解環路行為和補償設計，通過穩定環路來優化動態性能。

降壓轉換器的小信號模型

如前所述，開關轉換器隨開關開啟或關閉狀態改變工作模式。它是一個分立式非線性系統。要使用線性控制方法來分析反饋環路，需要進行線性小信號建模［1］［ 3］。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號轉換函數實際上是一個具有兩個極點和一個零點的二階系統，如公式（16）所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個極點。有一個由輸出電容和電容ESR決定的零點。

其中，，

電壓模式控制與電流模式控制

輸出電壓可由閉環系統調節，如圖11所示。例如，當輸出電壓增加時，反饋電壓VFB增加，而負反饋誤差放大器的輸出減少。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運算放大器的補償網絡可能是I型、II型或III型反饋放大器網絡［3］ ［ 4］。只有一個控制環路來調節輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓控制器。

圖12顯示使用LTC3775電壓模式降壓控制器的5V至26V輸入、1.2V/15A輸出同步降壓電源。由于LTC3775具有先進的PWM調制架構和極低（30ns）的最短導通時間，因此該電源適合將高電壓汽車或工業電源轉換為當今微處理器和可編程邏輯芯片所需的1.2V低電壓的應用。高功率應用需要具有均流功能的多相降壓轉換器。使用電壓模式控制，需要額外的均流環路來平衡并聯降壓通道中的電流。用于電壓模式控制的典型均流法是主從法。LTC3861就是這樣一款PolyPhase?電壓模式控制器。其±1.25mV的超低電流檢測失調電壓使得并聯相位之間的均流非常精確，從而平衡熱應力。［10］

圖11.電壓模式控制降壓轉換器的方框圖

圖12.LTC3775電壓模式同步降壓電源提供高降壓比

電流模式控制使用兩種反饋環路：類似于電壓模式控制轉換器控制環路的外電壓環路，以及將電流信號饋送回控制環路的內電流環路。圖13顯示直接檢測輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉換器的概念方框圖。使用電流模式控制時，電感電流取決于誤差運算放大器的輸出電壓。電感成為電流源。因此，從運算放大器輸出VC到電源輸出電壓VO的轉換功能成為單極性系統。這使環路補償變得更加簡單。控制環路補償不太依賴于輸出電容ESR零點，因此可使用所有陶瓷輸出電容。

電流模式控制還有很多其他優勢。如圖13所示，由于峰值電感電流受到運算放大器VC的逐周期限制，因此電流模式控制系統在過載條件下會更精確、更快速地限制電流。浪涌電感電流在啟動過程中也會受到良好的控制。此外，當輸入電壓變化時，電感電流不會快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態性能。并聯多個轉換器時，通過使用電流模式控制，也很容易在電源之間實現均流，這對使用PolyPhase降壓轉換器的可靠高電流應用至關重要。總而言之，電流模式控制轉換器比電壓模式控制轉換器更可靠。

電流模式控制方案需要精確檢測電流。電流檢測信號通常是對開關噪聲敏感的數十毫伏電平下的一個小信號。因此，需要正確仔細地設計PCB布局。通過檢測電阻、電感DCR壓降或MOSFET傳導壓降檢測電感電流，可關閉電流環路。典型的電流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。

圖13.電流模式控制降壓轉換器的方框圖

恒頻與恒定導通時間控制

“電壓模式控制與電流模式控制”部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內部時鐘產生的恒定開關頻率。輕松同步這些恒定開關頻率控制器是高電流PolyPhase降壓控制器的一個重要特性。但是，如果負載升壓瞬態剛好發生在控制FET Q1柵極關斷之后，則轉換器必須等待整個Q1關斷時間，直到下一個周期才能響應瞬態。在占空比較小的應用中，最壞情況下的延遲接近一個開關周期。

在此類低占空比應用中，恒定導通時間谷值時電流模式控制響應負載升壓瞬態的延遲更短。在穩態操作中，恒定導通時間降壓轉換器的開關頻率幾乎是固定的。如果出現瞬變，開關頻率可快速變化以加速瞬態響應。因此，該電源改進了瞬態性能，并可降低輸出電容和相關成本。

但是，通過恒定導通時間控制，開關頻率可能隨線路或負載的改變而改變。ADI公司的LTC3833是具有更復雜的導通時間控制架構的谷值電流模式降壓控制器，該架構是恒定導通時間控制架構的變體，區別在于它通過控制導通時間，使開關頻率在穩定的線路和負載條件下保持恒定。使用此架構，LTC3833控制器具有20ns的最短導通時間，并支持38VIN至0.6VO的降壓應用。該控制器可在200kHz至2MHz的頻率范圍內與外部時鐘同步。圖14顯示具有4.5V至14V輸入和1.5V/20A輸出的典型LTC3833電源。［11］圖15顯示該電源可快速響應突發的高壓擺率負載瞬變。在負載升壓瞬態期間，開關頻率增加以加快瞬態響應。在負載降壓瞬態期間，占空比降為零。因此，僅輸出電感限制電流壓擺率。除LTC3833之外，對于多個輸出或PolyPhase應用，LTC3838和LTC3839控制器也可提供快速瞬態、多相解決方案。

圖14.使用LTC3833的快速、控制導通時間電流模式電源

圖15.LTC3833電源在快速負載階躍瞬態期間提供快速響應

環路帶寬和穩定性

精心設計的SMPS應該沒有噪聲。而補償不足的系統卻不是這樣，它往往是不穩定的。補償不足的電源通常具有以下特征：磁性元件或陶瓷電容會發出噪聲、開關波形存在抖動、輸出電壓振蕩等。過度補償的系統很穩定，噪聲也很小，但瞬態響應慢。這樣的系統在極低頻率下（通常低于10kHz）具有環路交越頻率。瞬態響應慢的設計需要很大的輸出電容才能滿足瞬態調節要求，從而增加了整體電源成本和尺寸。出色的環路補償設計性能穩定、無噪聲，但不會過度補償，因此能夠快速響應，使輸出電容最小。ADI公司的應用筆記AN149文章詳細介紹了電源電路建模和環路設計的概念和方法［3］。對于經驗不足的電源設計人員，小信號建模和環路補償設計可能有難度。ADI公司的LTpowerCAD?設計工具可處理復雜的公式，從而極大地簡化了電源設計，尤其是環路補償設計［5］ ［ 6］。LTspice?仿真工具集成了所有ADI器件模型，并提供額外的時域仿真以優化設計。但是，在原型制作階段，通常需要對環路穩定性和瞬態性能進行基準測試和驗證。

一般而言，閉環電壓調節環路的性能由兩個重要的值來評估：環路帶寬和環路穩定性裕量。環路帶寬由交越頻率fC量化，在該頻率下，環路增益T（s）等于1 （0dB）。環路穩定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來量化。環路相位裕量Φm定義為總T（s）相位延遲和交越頻率下–180°之間的差異。增益裕量定義為T（s）增益和總T（s）相位等于–180°的頻率下0dB之間的差異。對于降壓轉換器，通常認為45度相位裕量和10dB增益裕量就夠了。圖16顯示電流模式LTC3829 12VIN至1VO/60A 3相降壓轉換器的環路增益的典型波特圖。本例中，交越頻率為45kHz，相位裕量為64度。增益裕量接近20dB。

圖16.LTpowerCAD設計工具可輕松優化環路補償和負載瞬態響應

（以3相、單路輸出LTC3829降壓轉換器為例）

適合高電流應用的PolyPhase降壓轉換器

隨著數據處理系統越來越大，速度越來越快，其處理器和存儲器單元在電壓不斷降低的情況下需要更大的電流。在這些高電流下，對電源的需求倍增。近年來，由于PolyPhase（多相）同步降壓轉換器具有高效率和散熱均勻性能，因而一直廣泛用于高電流、低電壓電源解決方案。此外，借助多相交錯降壓轉換器，可顯著減少輸入和輸出端的紋波電流，從而減少輸入和輸出電容以及相關的電路板空間和成本。

在PolyPhase降壓轉換器中，精密電流檢測和均流變得非常重要。良好的均流可確保均勻的散熱和較高的系統可靠性。由于在穩態下和瞬變過程中具有內在均流功能，因此電流模式控制降壓轉換器通常成為首選。ADI公司的LTC3856和LTC3829是具有精密電流檢測和均流功能的典型PolyPhase降壓控制器。對于輸出電流為20A至200A以上的2相、3相、4相、6相和12相系統，可以菊花鏈形式連接多個控制器。

高性能控制器的其他要求

高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動來控制啟動過程中的浪涌電流。當輸出過載或短路時，過流限制和短路閂鎖可保護電源。過壓保護功能可保護系統中的昂貴加載裝置。為了盡量減少系統的EMI噪聲，有時控制器必須與外部時鐘信號同步。對于低電壓、高電流應用，遠程差分電壓檢測可補償PCB電阻壓降，并精確調節遠端負載的輸出電壓。在具有很多輸出電壓軌的復雜系統中，還需要在不同電壓軌之間進行時序控制和跟蹤。

PCB布局

元件選擇和原理圖設計只是電源設計過程中的一部分。開關電源設計中正確的PCB布局始終至關重要。事實上，其重要性怎么強調都不過分。良好的布局設計可以優化電源效率，緩解熱應力，最重要的是，可以盡可能減少走線和元件之間的噪聲和相互影響。為此，設計人員一定要了解開關電源的電流傳導路徑和信號流。通常需要付出很大的努力才能獲得必要的經驗。詳細討論參見ADI公司的應用筆記136和139。［7］［ 9］

圖17.使用LTC3829的3相、單路VO高電流降壓轉換器

選擇各種解決方案——分立式、單片式和集成電源

在集成層面，系統工程師可以決定選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示適合典型負載點電源應用的分立式電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器IC、外部MOSFET和無源元件在系統板上構建電源。選擇分立式解決方案的一個主要原因是元件的物料成本（BOM）低。但是，這需要良好的電源設計技能，且開發時間相對較長。單片式解決方案使用帶集成電源MOSFET的IC，進一步縮減了解決方案尺寸和元件數。該解決方案所需的設計技能和開發時間與分立式類似。全集成式電源模塊解決方案可顯著減少設計工作、開發時間、解決方案尺寸和設計風險，但元件的BOM成本通常更高。

圖18.（a） 分立式12VIN至3.3V/10A LTC3778電源；

（b） 全集成式16VIN、雙路13A或單路26A LTM4620 μModule?降壓型穩壓器示例

其他基本非隔離式DC/DC SMPS拓撲

本應用筆記以降壓轉換器為例簡單說明SMPS的設計考慮因素。但是，至少還有五種其他的基本非隔離式轉換器拓撲（升壓、降壓-升壓、Cuk、SEPIC和Zeta轉換器）和至少五種基本隔離式轉換器拓撲（反激、正向、推挽、半橋和全橋），本應用筆記未對這些拓撲進行說明。每種拓撲都有獨特的特性，適用于特定應用。圖19顯示其他非隔離式SMPS拓撲的簡化原理圖。

圖19.其他基本非隔離式DC/DC轉換器拓撲

還有一些由基本拓撲組合而成的非隔離SMPS拓撲。例如，圖20顯示基于LTC3789電流模式控制器的高效率、4開關同步降壓/升壓轉換器。它采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作。例如，輸入電壓范圍可以為5V至36V，輸出電壓可以是經過調節的12V。此拓撲是同步降壓轉換器和同步升壓轉換器的組合，共用一個電感。當VIN 》 VOUT時，開關A和B作為有源同步降壓轉換器，而開關C始終關閉，開關D始終開啟。當VIN 《 VOUT時，開關C和D作為有源同步升壓轉換器，而開關A始終開啟，開關B始終關閉。當VIN接近VOUT時，四個開關均有效工作。因此，此轉換器具有很高的效率，對于典型12V輸出應用，效率高達98%。［12］ LT8705控制器將輸入電壓范圍進一步擴展到80V。為了簡化設計并增加功率密度，LTM4605/4607/4609進一步將復雜的降壓/升壓轉換器集成到一個易于使用的高密度功率模塊中。［13］ 它們可輕松并聯，從而分擔負載，適合高功率應用。

圖20.高效率4開關降壓-升壓轉換器采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作

總結

總而言之，線性穩壓器簡單易用。由于串聯調節晶體管以線性模式操作，當輸出電壓明顯低于輸入電壓時，電源效率通常較低。線性穩壓器（或LDO）通常具有低電壓紋波和快速瞬態響應。而另一方面，SMPS將晶體管當作開關使用，因此通常比線性穩壓器更高效。但是，SMPS的設計和優化更具挑戰性，需要更多的背景知識和經驗。對于特定應用，每種解決方案都各有優缺點。

參考資料

［1］ V. Vorperian，“對使用PWM開關模式的PWM轉換器的簡化分析：第I部分和第II部分”，IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，1990年3月，第26卷，第2期。

［2］ R. B. Ridley， B. H. Cho， F. C. Lee，“對多環路控制開關穩壓器的環路增益的分析和解讀”，IEEE Transactions on Power Electronics，第489-498頁，1988年10月。

［3］ H. Zhang，“開關模式電源的模型和回路補償設計”，凌力爾特應用筆記AN149，2015年。

［4］ H. Dean Venable，“控制系統的最佳反饋放大器設計”，Venable技術文獻。

［5］ H. Zhang，“使用LTpowerCAD設計工具分五個簡單的步驟設計電源”，凌力爾特應用筆記AN158，2015年。

［6］ www.linear.com/LTpowerCAD上的LTpowerCAD?設計工具。

［7］ H. Zhang，“非隔離式開關電源的PCB布局考慮因素”，凌力爾特公司的應用筆記136，2012年。

［8］ R. Dobbkin，“低壓差穩壓器可直接并聯以散熱”，LT Journal of Analog Innovation，2007年10月。

［9］ C. Kueck，“電源布局和EMI”，凌力爾特應用筆記AN139，2013年。

［10］ M. Subramanian、T. Nguyen和T. Phillips，“高電流電源低于毫歐的DCR電流檢測和精確多相均流”，LT Journal，2013年1月。

［11］ B. Abesingha，“快速精確的降壓DC-DC控制器在2MHz下直接將24V轉換為1.8V”，LT Journal，2011年10月。

［12］ T. Bjorklund，“高效率4開關降壓-升壓控制器提供精確輸出限流值”，凌力爾特設計筆記499。

［13］ J. Sun、S. Young和H. Zhang，“μModule穩壓器適合15mm × 15mm × 2.8mm、4.5V-36Vin至0.8V-34V VOUT的（接近）完整降壓-升壓解決方案”，LT Journal，2009年3月。