有多種不同的控制方案用于實現輸出電壓調節。電流模式控制，以其最簡單的形式監控峰值開關電流，具有一些非常好的好處。這是在開關穩壓器中實現高性能的一種流行方式。在實際設計中需要注意一些注意事項，但這些很容易解決，正如我將在這篇文章中討論的那樣。

峰值電流模式控制的好處

圖 1 顯示了降壓轉換器中峰值電流模式控制的基本實現。有兩個控制回路在運行：一個快速的內部回路，將控制信號 Ve 與模擬的開關電流 Vcs 進行比較以設置脈沖寬度，以及一個較慢的外部回路，將輸出電壓與參考電壓進行比較以生成內部控制信號環形。其效果是為輸出電容器和負載形成一個受控電流源，而電感器在調節輸出電壓的同時從傳遞函數中“消失”。與輸出 LC 網絡相關的雙極點變成了單極點，這更容易穩定，尤其是陶瓷輸出電容器具有固有的低 ESR 和高頻零。

圖 1. 峰值電流模式控制方案

使用電流模式控制，可以很容易地保護開關免受過流的影響，因為電流檢測信號可以與參考信號進行比較，以在超過設定值時快速關斷。還有一種自然的快速“前饋”效應，其中輸入電壓的變化會立即反映在開關電流斜坡速率中，直接影響關斷點，而無需等待輸出電壓中的誤差在慢速外部傳播校正前循環。

不過，在使用峰值電流模式控制進行設計時，有幾件事需要注意：噪聲拾取和次諧波不穩定性。

嘈雜的信號

在保持電流感測元件的低功耗和具有足夠的合成電壓以避免噪聲問題之間存在沖突。在典型方案中，來自最大感測電流的電壓可能在 1V 左右，但在輕負載時，該值按比例減小。由于 di/dt 通過電路電感、寄生電容的充電和放電以及二極管反向恢復瞬態，電流信號邊緣的尖峰是不可避免的。這些可能會導致穩壓器過早關閉和混亂操作，因為它們在輕負載時會成比例地增加信號。仔細的電路板布局當然有幫助，適當的冷落也有幫助，但通常這在所有情況下都不夠。感應信號上的簡單 RC 濾波器可衰減尖峰，但會增加延遲，使限流精度降低，并導致在低負載和低占空比下失去控制。電流感應變壓器是一種獲得可用電壓電平且功耗很小的方法，但與電阻感應相比，它可能既昂貴又笨重。在高占空比下重置變壓器也可能是一個問題。

一種有效的解決方案是在低電壓電平下進行電阻式感應，在前沿消隱的情況下，控制芯片在固定周期內忽略電流感應信號，通常在每個周期開始時為 50ns。隨著諸如 Maxim 等公司將 MOSFET 和最終磁性元件集成到芯片中的進展，問題逐漸消退。開關電流環路變得更小且更可預測，IC 制造商能夠在內部補償瞬態。

更奇特的技術可以使用輸出電感器本身的電阻來檢測電流。然而，需要電路從電阻電壓降中減去正常的開關波形，并補償銅繞組電阻隨溫度的顯著變化。

次諧波不穩定性

次諧波不穩定性源于控制峰值電感電流，而不是控制平均電流的理想狀態。如果降壓轉換器的占空比小于 50%，輸入電壓的微小干擾會導致峰峰值紋波電流發生微小變化。輸入電壓的負擾動會導致峰峰值紋波電流減小。由于關閉時間大于開啟時間（《50% DC），因此電流有時間斜坡下降到等于其啟動周期電流的新穩態值。在占空比高于 50% 時，關斷時間比導通時間短，電感電流斜坡下降不會回到起始值，因此下一個周期以更高的紋波電流開始，使平均電流暫時較高。負載電流是恒定的，因此增加的電流只能流入輸出電容，稍微提高其電壓。控制環路會在幾個周期內糾正由此產生的輸出電壓誤差，但與此同時，脈沖寬度“抖動”通常為開關頻率的一半。請參見圖 2。

圖 2. D》0.5 的次諧波不穩定性

對此的解決方案是人為地在導通時間感測電流波形上添加一些斜率，這可以很容易地從 I2C 時鐘信號中導出。或者，可以從誤差電壓中減去額外的斜率。該技術如圖 3 所示。

可以看出，如果在比較器輸入端添加一個斜率，等于來自電感下降斜率的等效信號的 50%，則峰值電流檢測點會調整以使平均電感電流在占空比擾動的情況下保持恒定。這確保了干擾在一個開關周期內消失并保持穩定性。在實踐中，通常將更多斜率添加到電流檢測信號的 100%，以確保在高占空比下的穩定性。如果增加了過大的斜率，轉換器將越來越失去電流模式控制的優勢，并且表現得更像是在電壓模式下。

對于給定的輸出電壓 Vout 和電感 L，電感波形的下降斜率 di/dt 是固定的。

這確實意味著在簡單的電路中，斜率補償并不總是最適合可變輸出電壓，盡管可以進行更復雜的可變補償——這是數字控制功能的良好候選者。

在諸如 Maxim 產品系列中的高集成度控制 IC 中，斜率補償的復雜性通過電流檢測和電平轉換在內部進行處理，從而大大簡化了設計人員的工作。

審核編輯：郭婷