降壓型開關電源(BUCK)是實際應用中較為廣泛使用的電路，本文來詳細說一說相關的設計細節(jié)。這里不考慮集成的開關電源，分控制和驅(qū)動、開關管、電感等部分講。

文章目錄

• 基本結(jié)構(gòu)
• 控制和驅(qū)動
• 開關管
• 自舉電容
• 電感
• 電容
• 工作頻率選擇
• 其他注意事項

基本結(jié)構(gòu)

控制和驅(qū)動

上圖為一個實際應用中典型的BUCK開關電源電路。最左側(cè)的TPS40200為一個控制器，一般可以是任意能輸出PWM的單片機或者芯片，中間的TPS28225是一個驅(qū)動器。

驅(qū)動是開關電源非常重要的一部分，其作用是接收控制器的控制信號(一般是PWM)，并轉(zhuǎn)換輸出。其重要性主要體現(xiàn)在能快速控制開關管的導通和截止，我們都知道芯片和PCB上存在寄生電容，由電容的電壓電流計算公式

為使得開關管控制端輸入電壓快速達到閾值，一般需要輸出器件在短時間內(nèi)能提供一個較大的驅(qū)動電流，而一般作為控制器的單片機IO輸出能力較弱，因此驅(qū)動器的主要作用就是提供“驅(qū)動能力”。

上圖中的TPS28225是一種能接受一路PWM輸出并轉(zhuǎn)化為兩路輸出的驅(qū)動器，當輸入為PWM高電平時，輸出控制開關管上管導通，下管截止，此時電感左側(cè)為電源電壓，其實就是給儲能器件充電;反之輸入為PWM低電平時，輸出控制開關管上管截止，下管導通，此時電感左側(cè)為地，儲能器件持續(xù)釋放能力給負載。從這樣一個反復充放電的過程來看，開關電源有點像一個水塔，先從輸水管抽水維持水位在某個高度，然后能以恒定的水壓送水。

上圖為TPS28225內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖。實際上早期很多驅(qū)動器是多輸入多輸出的，即每一路PWM輸入控制一個開關管，從框圖中可以看出TPS28225下管輸出回路比上管多一個非門，其實就是內(nèi)部進行了轉(zhuǎn)換，因為開關電源的上下開關管總是不同時導通的，這樣的設計除了省了一個控制信號輸入之外，最大的好處就是防止控制器輸出錯誤導致上下管同時導通，此時會形成低阻通道，大電流很容易將開關管甚至上級電路燒毀。

仔細看的話會發(fā)現(xiàn)上面TPS28225的設計使用了兩個NMOS，我們知道NMOS是高電平導通低電平截止的，或許有人會問為什么不使用一個NMOS一個PMOS，由于兩者的控制邏輯是相反的，此時就可以使用同一個輸出控制兩個開關管了，也避免了兩個開關管同時導通是問題，關于這個問題將在下一節(jié)解答。

開關管

上圖為前文(電源學習總結(jié)(五)——開關電源基本原理)中提到的降壓型開關電源拓撲結(jié)構(gòu)，注意到其中只有一個MOSFET。

注意看上面TPS28225組成的開關電源，可以看到和拓撲結(jié)構(gòu)不同的是，其中使用了兩個MOSFET，實際上拓撲只是說明了該類開關電源的基本原理和結(jié)構(gòu)，實際上多用雙MOSEFET結(jié)構(gòu)，因為其效率更高，性能更好。

我們知道實際的二極管是有寄生電容的，拓撲中MOSFET的導通和截止的切換分別對應了二極管PN結(jié)反偏和正偏的切換，由于寄生電容導致的反向恢復時間導致其在二極管上有較大的損耗，并且限制了開關管的開關頻率(后面會提到不同工作頻率對開關電源性能的影響)。實際上早期的開關電源是使用一個開關管和一個二極管設計的，但后來對電源的效率和其他性能要求原來越高，這樣的方案逐漸被淘汰了。

前面提到了為什么不使用一個PMOS一個NMOS的問題，其實原因很簡單，在之前的博文中也有提到過，因為NMOS工藝更好、效率更高、成本更低啊。

事實上最開始驅(qū)動器設計較為簡單的時候也有使用一個PMOS一個NMOS的方案，此時一般選擇上管為NMOS，因為一般上管承受的電流更大。

自舉電容

還記得在上一篇文章電源學習總結(jié)(五)——開關電源基本原理中我們留了一個問題，就是上管(上圖中的Q1)的完全導通往往需要一個遠高于常規(guī)控制電壓(一般為3.3V或者5V)的柵極電壓(對三極管來說是基極，對大功率常用的IGBT來說是門級，但都是一個意思，都是控制端，需要的電壓都較高，至少高于控制信號電壓)，那是否真的需要產(chǎn)生這樣一個較高的電壓呢?

答案顯然是否定的，為了使上管導通，VHG=VSW+VTH，其中VSW=VOUT(簡單理解輸出的電感說白了就是個線圈，就是~ 呃 ~ 一段導線)，V TH是MOSFET完全導通需要的控制電壓，一般是5-10V，也就是說BUCK輸出電壓VOUT=5V時，VHG至少為10V，而為了快速開關半導體管，控制器需要的輸出能力并不低，一般是安培級別的，就算驅(qū)動電流只有1A，則需要的驅(qū)動器輸出功率也需要10W━((′д`)爻(′д`))━!!!)，要達到這樣的功率一般需要BOOST電路，這樣的設計顯然太復雜了。

事實上我們很容易發(fā)現(xiàn)，使上管完全導通需要的額外電壓來自VSW，而實際上我們只需要使得MOSFET的柵源電壓超過一定值就行了(這里面實際上是一個參考點的問題，我們一般認為電路中的GND為電勢參考零點，但對上官的驅(qū)動信號來說實際上把VSW作為參考更合適)。

基于這樣的思想，我們來分析上圖的電路，圖中CBOOT就是自舉電容，當PWM輸出為低，即Q1關閉，Q2導通時，VSW=0，此時二極管D1導通，對CBOOT充電;當PWM輸出為高，即Q1導通，Q2關閉時，VSW=VOUT，此時二極管D1截至，由于電容兩端電壓不突變的特性，我們驚訝的發(fā)現(xiàn)此時VBOOT=VSW+VC_BOOT≈VOUT+VCC ∑( 口 ||，而從圖中可以看出，BOOT引腳在芯片內(nèi)部是連接到上管驅(qū)動器的電源，從而達到提高上官驅(qū)動電壓的目的。

此時讀者可能會有這樣一個疑問，前面不是說驅(qū)動功率很高嗎，為什么這里一個電容就能驅(qū)動?兩個原因，第一，前面提到的是以GND為零點設計電源，而這里以VSW(或者說VOUT)為零點，實際上降低了驅(qū)動器需要的電壓;第二，實際上電容的放電能力非常強(具體表現(xiàn)為其能在很短時間內(nèi)輸出一個較大的電流)，只不過其儲存的能量有限，而開關電源的工作過程是一個不斷開關的過程，所以只需要在一個周期內(nèi)充放電達到平衡即可，這一點事實上和輸出是類似的，只要參數(shù)設計合理使其工作在連續(xù)模式(就是說充的電夠放電用不會斷電)，就能使驅(qū)動器正常工作。

這里順便提一下，這里的自舉電容工作原理實際上類似倍壓整流(或者電荷泵)。

電感

如果要從理論上分析，電感的選擇實際上是一個非常復雜的問題，可以從輸出電壓和紋波反推，也就是一個KVL方程組，但由于真實的電感存在電阻，且實際電感的大小受工作電壓、環(huán)境溫度的影響，因此實際需要的電感會遠大于計算值，因此工程上常用經(jīng)驗法 ~ 呃 ~ 你沒聽錯，就是憑經(jīng)驗。

呃 ~ 也不全是，一般集成的開關電源芯片datasheet中會給部分設計參數(shù)下的參考感值，這是芯片設計廠商測試過的，可以放心使用。如果實際使用的不在給出的參考列表中，也可以選擇一個工作條件接近的近似。

而對于自己設計的開關電源，如果沒有參考，也可以借助計算機求解，許多計算工具都會將寄生參數(shù)考慮在內(nèi)，因此計算得到的結(jié)果非常接近實際情況，這里推薦一家在想網(wǎng)站。

coilcraft線藝

在在線工具中輸入設計參數(shù)如上圖所示，即可得到可用的電感類型和參數(shù)列表如下圖所示。

可以對列表按某一條件排序，如對開關電源效率有較高要求時，可以對Total losses(mW)排序，同時需要關注Isat(飽和電流)，Irms (溫升電流)等參數(shù)。

這里隨機輸入設計參數(shù)得到一張表，從表中可以看出電流為1A時感值明顯下降，這也是為什么工程上使用的感值往往比理論計算得到的結(jié)果大許多的原因，實際上一般電感感值的測量是在電流接近零的條件下得到的，隨著電流增大感值會下降(大概是因為磁性元件磁化曲線非線性或者磁飽和等原因引起的吧，這個我也不是很懂,???,)。

解決了感值問題，還需要解決電感種類問題。一般而言使用工具推薦的電感就行，但要注意幾個坑。

1.工字形電感一般是測量磁場信號用的，一般工具也不會推薦給你，但如果使用CD系列電感要特別注意飽和電流，因為其磁性材料磁化曲線比較 ~ Emmmm ~ 難以描述，在電流超過一定值的時候，其感值會迅速降到0，沒錯!就是幾乎等同于一根導線，此時相當于把電源電壓直接輸出，大概率 ~ 呃，不 ~ 肯定燒后面的電路(/(ㄒoㄒ)/~ ~ 作者曾為此買單大800/(ㄒoㄒ)/~ ~ 血的教訓啊)。

2.coilcraft上還會提供這種下面電感，其好處是寄生電阻非常低!接近0!也就是說能讓電源在電感上的損耗降到最低，但缺點是體積大，而且貴!非常貴!(官方正品貌似兩三百一個，但能申請樣品 ~ 以前能，現(xiàn)在不知道(_))。

3.最常見的鐵氧體多層型貼片一般也不會用，因為受限于體積一般其體積和承受的電流都不會很大(不絕對!)，功率電感常用一體成型(最常用，作者一般管他叫鐵蛋蛋)、磁屏蔽電感、扁銅帶電感等，也有大神能自己繞的。

電容

電容分為輸入電容和輸出電容。

對輸入電容來說，一般工作頻率大于100kHz時，其對輸出的影響很小，所以一般并聯(lián)20-100μf的電解電容和陶瓷電容即可(兩者PCB布局也有講究，這個問題以后再說)。

對輸出電容來說，顯然電容并聯(lián)越多，容值越大，紋波越小。實際上確實能用疊“電容塔”的方法降低輸出紋波，但由于PCB布局等原因，其等效容值并不能像理想的那樣無限增大(當然不行，電容在PCB上布局不可能到輸出等距，即線路寄生電阻不等，電流是喜歡偷懶的(_)，他會優(yōu)先使用離他距離近 ~ 電阻小 ~ 的，所以受限于PCB布局，實際能用的電容是有限的)。實際上我們也只需要使其符合設計參數(shù)即可，理論上類似電感能計算，但問題也是一樣的，工程上主要憑經(jīng)驗。

在選型上，工作頻率較低時一般用鋁電解電容，因為工作頻率較低時往往紋波較大，需要的容值較大，而鋁電解電容比較容易做到較大的容值;工作頻率較高時使用陶瓷電容，或者與鋁電解電容組合使用，因為鋁電解電容是兩條鋁箔夾著電解質(zhì)繞成的，在高頻表現(xiàn)出較大的感性。

工作頻率選擇

工作頻率的選擇主要受限于體積、效率、成本!

上圖是開關電源設計中頻率和各元件的體積關系，可以看到頻率小于200kHz時，輸入輸出電容、輸出電感的體積都非常大，因此很少將工作點設置于此處(不絕對!);工作頻率在200-400kHz之間時，頻率對體積的影響已經(jīng)明顯變小，綜合考慮效率和成本常將工作點設置于此;工作頻率大于400kHz時雖然體積更小，但效率會大幅度降低，因此常規(guī)設計一般不會把工作點設計于此(不絕對!)。

實際上可以記住一個結(jié)論，傳到損耗與開關損耗相等時總損耗最低，其中傳導損耗指半導體導通時其等效電阻的損耗，一般只和器件本身和工作條件有關，器件導通電阻Rds_on越小，工作電流和溫度越低，傳導損耗越小;開關損耗是器件寄生電容和寄生電感引起的，下圖中陰影區(qū)域即表示開關損耗。

顯然工作頻率越高，開關損耗越高。

總結(jié)一下，開關電源工作頻率越高，體積越小，但損耗越高，效率越低。常規(guī)的開關電源設計往往將工作頻率設置為200-600kHz，但像給筆記本電腦CPU供電的開關電源往往工作在1MHz以上，因為其對體積有很高要求。

其他注意事項

由于開關電源的工作原理是控制開關管的不斷導通和截止，因此如果負載為模擬電路或者對噪聲抑制有較高要求，一般需要單點接地以減小開關電源產(chǎn)生的噪聲對電路的影響。