摘要

相位噪聲是時(shí)鐘、射頻頻綜最為關(guān)注的技術(shù)指標(biāo)之一。影響鎖相環(huán)相噪的因素有很多，比如電源、參考源相噪、VCO 自身的相噪、環(huán)路濾波器的設(shè)置等。其中，電源引入的低頻噪聲往往對(duì)鎖相環(huán)的近端相噪有著很大的影響。對(duì)于高性能的時(shí)鐘和射頻頻綜產(chǎn)品，為了獲得極低的相噪性能，往往采用低噪聲的LDO 供電。然而，采用不同的LDO 給頻綜供電，取得的相噪性能往往會(huì)有很大差別，同時(shí)，LDO 外圍電路設(shè)計(jì)也會(huì)影響到頻綜的相噪性能。

本文首先簡(jiǎn)要地介紹了LDO 的噪聲來(lái)源及環(huán)路穩(wěn)定性對(duì)輸出噪聲的影響；其次，根據(jù)調(diào)頻理論推導(dǎo)出VCO 的相位噪聲與LDO 的噪聲頻譜密度的理論計(jì)算關(guān)系。在此基礎(chǔ)上，為了驗(yàn)證LDO 噪聲對(duì)射頻頻綜輸出相噪的影響，分別采用TPS7A8101 和TPS74401 LDO 評(píng)估板給TRF3765 射頻頻綜評(píng)估板供電，對(duì)比測(cè)試這兩種情況下的TRF3765 相噪曲線；同時(shí)，為了驗(yàn)證LDO 環(huán)路穩(wěn)定性對(duì)頻綜相噪的影響，針對(duì)TPS7A8101 評(píng)估板的參考電路做出部分修改，并對(duì)比測(cè)試了電路修改前后的TRF3765 輸出相噪。

1、LDO?噪聲來(lái)源及環(huán)路穩(wěn)定性對(duì)輸出噪聲影響

1.1 LDO?噪聲來(lái)源

LDO 的噪聲分為L(zhǎng)DO 內(nèi)部的噪聲和LDO 外部的噪聲。LDO 內(nèi)部的噪聲來(lái)自于內(nèi)部電路的帶隙基準(zhǔn)源，放大器以及晶體管。LDO 外部的噪聲來(lái)自于輸入。在LDO 的手冊(cè)中，PSRR 是表征LDO抑制外部噪聲的能力，但PSRR 高并不代表LDO 內(nèi)部噪聲小。LDO 的總輸出噪聲才是表征LDO內(nèi)部噪聲抑制的參數(shù)，一般在電氣特性表里用單位μVRMS 表示，或者在噪聲頻譜密度圖上表示。

圖2 是LDO 內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖，VN 代表等效噪聲源。噪聲源包括帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生的噪聲VN (REF) ，誤差放大器產(chǎn)生的噪聲VN (AMP) ，F(xiàn)ET 產(chǎn)生的噪聲VN (FET) 以及反饋電阻產(chǎn)生的噪聲VN ( R1) 和VN ( R2) 。在大多數(shù)情況下，由于帶隙基準(zhǔn)源電路是由很多不同的電阻、晶體管和電容組成，它所產(chǎn)生的噪聲會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于反饋電阻產(chǎn)生的噪聲。而且?guī)痘鶞?zhǔn)源是誤差放大器的輸入，它所產(chǎn)生的噪聲也會(huì)經(jīng)由誤差放大器放大來(lái)控制FET，所以誤差放大器本身以及FET 所產(chǎn)生的噪聲也會(huì)比帶隙基準(zhǔn)源的噪聲要低。可以說(shuō)，LDO 內(nèi)部最大的噪聲源就是帶隙基準(zhǔn)源。我們把LDO 輸出噪聲VN (OUT) 表示為

VN ( Other) 是VN ( AMP) 以及VN (FET) 的和。由公式1 可以得出，輸出噪聲最小值出現(xiàn)在R1 短接到FB，誤差放大器的增益近似為1 的時(shí)候。

1.2 LDO?噪聲抑制方法

為了抑制帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生的噪聲，有三種辦法。

一是降低誤差放大器的帶寬，抑制了帶隙基準(zhǔn)源的高頻噪聲。但是降低帶寬會(huì)使LDO 的動(dòng)態(tài)性能降低。

二是在帶隙基準(zhǔn)源和誤差放大器之間加低通濾波。高性能的LDO 都會(huì)有一個(gè)噪聲抑制NR 管腳，CNR 并聯(lián)在帶隙基準(zhǔn)源和GND 之間，起到低通濾波的作用。如圖3 所示。

三是在反饋電阻R1 上增加前饋電容CFF 。在增加了CFF 和CNR 后，輸出噪聲可以表示為

從式2 可以得出，CFF 越大，輸出噪聲就越小。頻率越高，輸出噪聲越小。

圖4 是不同CFF 下的噪聲頻譜密度圖?？梢钥闯?，CFF 越大，噪聲從低頻開始都能被很好的抑制。CFF 太小的時(shí)候，抑制噪聲的作用就不太明顯。當(dāng)頻率很高的時(shí)候，不管用多大的CFF ，噪聲頻譜密度相差不會(huì)太大。所以，增加合適的前饋電容CFF ，對(duì)改善LDO 低頻噪聲有非常好的效果。

1.3 LDO?環(huán)路穩(wěn)定性與輸出噪聲的關(guān)系

從LDO 的小信號(hào)分析可以看出，LDO 有兩個(gè)低頻極點(diǎn)，如果沒有合適的零點(diǎn)補(bǔ)償，LDO 的穩(wěn)定裕度不夠，就有可能產(chǎn)生震蕩。穩(wěn)定裕度不夠的LDO 產(chǎn)生的內(nèi)部噪聲會(huì)更大。上節(jié)中提到第三種噪聲抑制方法，即增加前饋電容CFF 是實(shí)際上為了改善系統(tǒng)穩(wěn)定裕度。由CFF 與R1組成一個(gè)低頻零點(diǎn)，。

由下圖的頻率響應(yīng)可以看出，零點(diǎn)是相位裕度有了很大的提升，增加了系統(tǒng)穩(wěn)定性，從而減小了系統(tǒng)低頻噪聲。

2、LDO?噪聲與VCO?輸出相噪的關(guān)系

電源引入噪聲對(duì)鎖相環(huán)中各個(gè)有源器件都可能造成影響，其中最為敏感的部分是VCO，本文將著重討論LDO 輸出噪聲對(duì)VCO 相噪的影響。

一個(gè)典型的LDO 供電的頻綜系統(tǒng)框圖如圖7 所示：加載在電源上的噪聲信號(hào)通過(guò)頻率調(diào)制過(guò)程調(diào)制到VCO 的輸出，造成VCO 輸出相噪惡化。

根據(jù)經(jīng)典調(diào)頻系統(tǒng)理論，調(diào)制指數(shù)β由式（3）來(lái)表示

對(duì)于電源噪聲調(diào)制，式中的頻率背離（Frequency Deviation）可由下式得到

式中，Kpush 是VCO 的電源推壓指數(shù)，它表征的是VCO 對(duì)電源噪聲波動(dòng)的靈敏度，單位用MHz/V 來(lái)表示；A 是電源噪聲信號(hào)幅度。

對(duì)于采用LDO 供電的射頻頻綜來(lái)說(shuō)，通常用LDO 的指定頻率偏移的頻譜噪聲密度Sldo（f）（Noise Spectrum Density）來(lái)表征電源噪聲，由于它是一個(gè)RMS 電壓值，所以式（4）可以表示為

將式（5）帶入式（3），可以得到

式中，f 是相應(yīng)的頻率偏移。

由不同頻率成分噪聲調(diào)制到載波輸出引起的單邊帶噪聲，由下式表示

將式（6）帶入式（7）有

由式（8）可見，對(duì)于給定的VCO，由于Kpush 是一個(gè)確定的值，因此由LDO 噪聲引起的VCO 輸出相噪是由LDO 的噪聲頻譜密度（Noise Spectrum Density）決定的。

3、采用不同LDO?進(jìn)行射頻頻綜供電對(duì)比測(cè)試

3.1 TPS7A8101/TPS74401?頻綜供電對(duì)比測(cè)試

TPS7A8101 和TPS74401 是TI 推出的兩款高性能LDO 芯片。與TPS74401 相比, 由于具有更高的環(huán)路增益和帶寬，TPS7A8101 具有更高的電源噪聲抑制比（PSRR）；然而，由于具有更好的系統(tǒng)穩(wěn)定性，TPS74401 擁有更低的噪聲頻譜密度（NSD），如下圖8 所示。

下面我們分別采用TPS7A78101 和TPS74401 評(píng)估板對(duì)TRF3765 評(píng)估板進(jìn)行供電，比較兩者的輸出相噪。測(cè)試設(shè)置如下圖9 所示，LDO 的輸入5V 電源由Agilent E3634 提供，通過(guò)LDO 評(píng)估板后轉(zhuǎn)變成3.3V 給TRF3765 供電。TRF3765 采用評(píng)估板上自帶的61.44MHZ 晶振作為參考輸入，輸出頻率為2.28GHz。TRF3765 的射頻輸出連到R&S FSQ8 相噪分析儀上測(cè)試相應(yīng)的相噪曲線。

兩者對(duì)比測(cè)試結(jié)果如下圖10 所示，

由上圖看見，采用TPS7A8101 供電，TRF3765 在整個(gè)積分區(qū)間內(nèi)（1KHz~10MHz）的RMS 抖動(dòng)為0.62ps；而TPS74401 的RMS 抖動(dòng)僅為0.44ps。

3.2 TPS7A8101?輸出電路優(yōu)化及其對(duì)頻綜相噪的影響

TPS7A8101 評(píng)估板初始原理圖如圖11 所示，由上節(jié)的測(cè)試結(jié)果可知，采用該電路給TRF3765供電，RMS 抖動(dòng)為0.62ps。

第一章中我們已經(jīng)討論了LDO 加一個(gè)前饋電容可以有效的提高電源的環(huán)路穩(wěn)定性，從而降低LDO 的輸出噪聲頻譜密度?；诖?，我們?cè)赥PS7A8101 輸出加一個(gè)0.47 μF 的前饋電容，修改后的原理圖如下圖12 所示。

針對(duì)修改前后的設(shè)計(jì)，我們對(duì)比測(cè)試了相應(yīng)的TRF3765 相噪曲線，如圖13 所示，由圖可見，增加0.47 μF 輸出電容后，1KHz 到10MHz 的RMS 抖動(dòng)由0.62ps 提高到0.49ps。

4?結(jié)論

綜合以上兩組測(cè)試的測(cè)試結(jié)果，可以得到下表

由表1 可以看到，由于TPS74401 的噪聲頻譜密度最小，在給頻綜供電的時(shí)候可以取得最好的相噪性能；TPS7A8101 噪聲頻譜密度相對(duì)較大，在給頻綜供電的時(shí)候取得的相噪性能相對(duì)較差；但是通過(guò)優(yōu)化TPS7A8101 的輸出電路設(shè)計(jì)，頻綜的相位噪聲得到了明顯的改善。

實(shí)測(cè)結(jié)果很好的驗(yàn)證了前文的理論分析，即：LDO 的噪聲頻譜密度參數(shù)（NSD）決定了由電源噪聲引起的VCO 相噪惡化；通過(guò)提高LDO 的環(huán)路穩(wěn)定性可以達(dá)到降低噪聲頻譜密度的目的，從而改善頻綜的輸出相噪?！　?/p>

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