DCM 操作的特點是轉換器的整流器電流在下一個開關周期開始之前減小到零。在切換前將電流降至零將降低場效應晶體管 (FET) 的耗散并降低整流器損耗，并且通常還會降低變壓器尺寸要求。

相比之下，CCM 操作會在整個開關周期結束時保持整流器電流導通。我們在電源技巧 #76：反激式轉換器設計注意事項和電源技巧 #77：設計 CCM 反激式轉換器中介紹了反激式設計權衡和功率級方程。CCM 操作最適合中到高功率應用，但如果您有一個可以使用 DCM 反激式的低功率應用，請繼續閱讀。

圖 1：這個簡化的反激式轉換器可以在 DCM 或 CCM 下運行。

圖 1顯示了一個簡化的反激原理圖，它可以在 DCM 或 CCM 模式下運行。此外，該電路可以根據時序在模式之間切換。為了保持本文將評估的 DCM 模式下的操作，關鍵組件開關波形應具有圖 2所示的特性。

當 FET Q1 在占空比周期 D 內導通時開始工作。 T1 初級繞組中的電流始終從零開始，達到由初級繞組電感、輸入電壓和導通時間 t1 設定的峰值。在此 FET 導通期間，由于 T1 的次級繞組極性，二極管 D1 反向偏置，迫使所有輸出電流在時間段 t1 和 t3 期間由輸出電容器 COUT 提供。

當 Q1 在周期 1-D 期間關閉時，T1 的次級電壓極性反轉，這允許 D1 將電流傳導至負載并對 COUT 充電。D1 中的電流在時間 t2 期間從其峰值線性下降到零。一旦 T1 存儲的能量耗盡，則在剩余時間段 t3 期間僅發生剩余振鈴。這種振鈴主要是由于 T1 的磁化電感和 Q1、D1 和 T1 的寄生電容造成的。這在 t3 期間 Q1 的漏極電壓中很容易看出，它從 VIN 加上反射輸出電壓下降回 VIN，因為一旦電流停止，T1 就無法支持電壓。(注意：t3 沒有足夠的死區時間，可能會發生 CCM 操作。)CIN 和 COUT 中的電流與 Q1 和 D1 中的電流相同，但沒有直流偏移。

圖 2 中的陰影區域 A 和 B 突出顯示了變壓器在 t1 和 t2 期間的伏微秒乘積，它們必須保持平衡以防止飽和。區域“A”代表 (Vin/Nps) × t1 而“B”代表 (Vout + Vd) × t2，均以次級側為參考。Np/Ns 是變壓器初級與次級匝數比。

圖 2 DCM 反激式的關鍵電壓和電流開關波形包括設計人員必須指定的幾個關鍵參數。

表 1 詳細說明了 DCM 操作相對于 CCM 的特性。DCM 的一個關鍵屬性是具有較低的初級電感會降低占空比，而不管變壓器的匝數比如何。此屬性可讓您限制設計的最大占空比。如果您嘗試使用特定控制器或保持在特定的開啟或關閉時間限制內，這可能很重要。較低的電感需要較低的平均能量存儲(盡管具有較高的峰值 FET 電流)，通常也會導致允許使用比 CCM 設計所需的更小的變壓器。

DCM 的另一個優點是該設計消除了標準整流器中的 D1 反向恢復損耗，因為電流在 t2 結束時為零。反向恢復損耗通常表現為 Q1 的耗散增加，因此消除它們會降低開關晶體管上的應力。這樣做的好處在更高的輸出電壓下變得越來越重要，其中整流器的反向恢復時間隨著額定電壓更高的二極管而增加。

DCM優勢DCM的缺點

初級電感低于 CCM更高的峰值初級電流

電感設置最大占空比更高的峰值整流電流

可以使用更小的變壓器增加輸入電容

無整流器反向恢復損耗增加輸出電容

沒有(或最小)FET 導通損耗可能會增加電磁干擾

控制回路中沒有右半平面零比 CCM 更寬的占空比操作

低輸出功率的最佳選擇增加的帶寬變化

表 1 DCM 反激式設計相對于 CCM 設計既有優點也有缺點。

開發人員在開始設計時需要了解幾個關鍵參數以及基本電氣規范。首先選擇開關頻率 (f sw )、所需的最大工作占空比 (D max ) 和估計的目標效率。然后等式 1 在時間 t1 上計算為：

接下來，使用公式 2 估算變壓器的峰值初級電流 Ipk。對于公式 2 中的 FET 導通電壓 (Vds_on) 和電流檢測電阻器電壓 (VRS)，假設適合您的設計的小電壓降，例如 0.5 V. 您可以稍后更新這些電壓降。

公式 3 根據圖 2 中的面積 A 和 B 計算所需的變壓器匝數比 Np/Ns：

其中 x 是 t3 所需的最小空閑時間(從 x = 0.2 開始)。

如果您想更改 Np/Ns，請調整 D max并再次迭代。

接下來，使用公式 4 和 5 計算 Q1 (Vds_max) 和 D1 (VPIV_max) 的最大“平頂”電壓：

由于這些組件通常會因變壓器漏感而產生振鈴，因此根據經驗，實際值比公式 4 和 5 預測的值高 10-30%。如果 Vds_max 高于預期，減少 D max會降低它，但 VPIV_max 會增加。確定哪個組件電壓更關鍵，并在必要時再次迭代。

使用公式 6 計算 t1_max，它應該與公式 1 中的接近：

使用公式 7 計算所需的最大初級電感：

如果您選擇的電感低于公式 7 所指示的電感，請根據需要進行迭代，增加 x 并減少 D max直到 Np/Ns 和 Lpri_max 等于您想要的值。

您現在可以在公式 8 中計算 D max：

并分別使用等式 9 和 10 計算最大 Ipk 及其最大均方根 (RMS) 值：

根據所選控制器的電流檢測輸入最小電流限制閾值 Vcs(公式 11)，計算允許的最大電流檢測電阻值：

使用公式 9 和 RS 中為 Ipkmax 計算的值來驗證公式 2 中 FET Vds 和檢測電阻器 VRS 的假設電壓降是否接近;如果顯著不同，則再次迭代。

使用公式 12 和 13 從公式 10 計算 RS 中的最大耗散功率和 Q1 中的傳導損耗：

FET 開關損耗通常在 Vinmax 處最高，因此最好使用公式 14 計算整個 VIN 范圍內的 Q1 開關損耗：

其中 Qdrv 是 FET 總柵極電荷，Idrv 是預期的峰值柵極驅動電流。

公式 15 和 16 計算了 FET 非線性 Coss 電容充電和放電的總功率損耗。公式 15 中的被積函數應與 0 V 與其實際工作 Vds 之間的實際 FET Coss 數據表曲線密切匹配。Coss 損耗在高壓應用中或使用極低 RDS(on) FET 時通常最大，它們具有較大的 Coss 值。

可以通過將公式 13、公式 14 和公式 16 的結果相加來估算總 FET 損耗。

公式 17 表明該設計中的二極管損耗將大大簡化。務必選擇額定次級峰值電流的二極管，該電流通常遠大于 IOUT。

輸出電容通常選擇公式 18 或 19 中較大的一個，這些公式根據紋波電壓和等效串聯電阻(公式 18)或負載瞬態響應(公式 19)計算電容：

其中 ?IOUT 是輸出負載電流的變化，?VOUT 是允許的輸出電壓偏移，fBW 是估計的轉換器帶寬。

公式 20 計算輸出電容器 RMS 電流為：

公式 21 和 22 將輸入電容器的參數估計為：

公式 23、24 和 25 總結了三個關鍵波形時間間隔及其關系：

如果您需要額外的次級繞組，公式 26 可以輕松計算出額外的繞組 Ns2：

其中 VOUT1 和 Ns1 是調節后的輸出電壓。

變壓器初級 RMS 電流與公式 10 中的 FET RMS 電流相同;變壓器次級 RMS 電流如公式 27 所示。變壓器磁芯必須能夠在不飽和的情況下處理 Ipk。您也應該考慮磁芯損耗，但這超出了本文的范圍。

　審核編輯：湯梓紅