上一回我們介紹了MC34063A 內部的結構以及幾個主要區塊的功能。這一回我們要繼續介紹 MC34063A 的電路設計，以及設計時的各種考慮。

我們先來看一個實際的電路。

典型的電路

上圖是一個用 MC34063A 構成的 boost 電源電路。如果有看過之前文章的讀者，應該可以隱約看到一些熟悉的零件，我刻意沒有標示零件數值，是因為在不同的電路中，這些零件的數值差異會非常大。

L1 叫做 switching inductor，也就是 boost 電路的核心儲能組件，我們將能量儲存在 L1 的磁場中，再利用它電流變化率反轉時電壓會反轉的特性，讓 L1 上的電壓與電源電壓串聯，產生比電源電壓還高的輸出電壓。

D1 是整流二極管，在某些教科書中也被稱作飛輪二極管（flywheel diode），它的共享是避免電感 L1 在透過開關晶體管充電時，輸出電容 C1 內的電荷逆流回電感。當電感在充電周期時，D1 會處在逆偏壓的狀態，此時負載就只能靠 C1 里面的電荷供電。當電感在放電周期時，D1 會進入順偏壓，電感上的能量就會流過 D1 對 C1 充電，同時也供應后方的負載。

C1 是濾波電容，在交換式電源當中濾波電容是個不可或缺的零件。因為不管是升壓的 boost 還是降壓的 buck 電路，來自前方交換電路的電流都是不連續的，我們需要一個可以儲存能量的裝置讓電流可以連續輸出到負載，而濾波電容就是這個水庫。

這個電路里面沒看到開關晶體管，因為 MC34063A 除了電壓偵測和控制電路之外，還附贈這個晶體管。MC34063A 的 SWE 和 SWC 這兩只腳，就是它內部開關晶體管的射極（emitter）和集極（collector）。

MC34063A 里面附贈的開關晶體管是一個達靈頓架構的電路，這種電路的特性就是 gain 非常大，因此可以輕易、快速地讓主要的開關晶體管 Q1 進入飽和區，將電感的一端接地、對電感充電。這個晶體管最大可以耐 1.5 A 的電流，這個電流是對電感的充電電流，并不是最后輸出的電流。至于 1.5 A 的切換電流可以做出多少輸出電流，則跟 duty cycle、升壓比例等有關，我們之后會再詳細討論。

以上幾個零件是 boost 升壓電路的關鍵零件，接下來則是跟 MC34063A 有關的零件。

R3、R4 是用來產生回授電壓的分壓電阻。MC34063A 的內部的參考電壓是 1.25 V，因此不管你想要產生什么輸出電壓，R3 和 R4 的分壓輸出就應該是 1.25 V。

C2 叫做 timing capacitor，我們上一回有介紹過，MC3406A內部有一個震蕩電路，用來控制整個 boost 電路工作的頻率。這個電容器越小，MC34063A 的切換頻率就越高；這個電容越大，MC34063A 的切換頻率就越低。C2 是 0.001 uF 時，根據 MC34063 的 datasheet，切換頻率大概是 33 KHz，不過因為 MC34063A 有另一個功能是可以偵測電感上的電流，在必要時提早結束充電的周期，所以實際的震蕩頻率有可能會比理論的頻率要高。

R1 就是 MC34063A 用來偵測電流的電阻。流過電感的電流會經過這個電阻，但供應 MC34063A 電源（接腳 6，V+）的電流則不會經過這個電阻，因此藉由測量第 6 腳 V+ 和第 7 腳 SEN 之間的電壓差，除以電阻的大小，就可以知道電流。

根據 MC34063A 的的 datasheet，它用來偵測電流過大的門坎是 300 mV，因此觸發過電流保護、提早結束充電周期的電流就會是：I = 300 mV / R1

因此假設我要限制電感上的最大電流是 1.5 A，R1 的數值就會是：

1.5 = 0.3 / R1

R1 = 0.3 / 1.5 = 0.2 ?

由于 MC34063A 內部的晶體管最大只能耐 1.5 A 的切換電流，因此理論上 R1 不能比 0.2 ? 小。不過 MC34063A 的電路設計也可以使用外部的開關晶體管來切換更大的電流，在這種設計之下 R1 就可以使用比 0.2 ? 更小的值。

跟其它零件比起來，R2 就是個沒那么重要的零件，它其實只是 MC34063A 內部達靈頓電路的第一顆晶體管的集極電阻。這個電阻可以用來限制達靈頓驅動電路的功耗，在某些電源電壓不高的電路中，將 SWC 接腳直接跟電源相接也沒問題。

設計迭代

交換式電源的設計很少能一次到位，整個設計的過程往往需要多次迭代。根據我們需要的輸入電壓、輸出電壓、電流，先選定一些主要的設計參數如交換頻率、電感的大小，然后經過試算，再根據某些試算之后的結果回頭去修正某些零件的參數，再反復試算，直到整個設計可以滿足我們的需求為止。

以 MC34063A 的 boost 電路設計來說，通常我們的設計條件就是輸入電壓與輸出電壓，再加上最大的輸出電流。直到輸入電壓和輸出電壓之后我們就可以知道電感切換的 duty cycle，也就是充電周期和放電周期的比例。我們在前兩回有講過，這個比例 D 與輸入、輸出電壓的關系是：VOUT /VIN= 1 / 1 – D。

當然我們不能無限制地增增大輸出電壓，太大的升壓比會讓 duty cycle 太大、斜率太陡，而讓回授控制變得很不穩定。一般來說，我們會限制單級的 boost 電路升壓比控制在 10 倍以內。如果要超過 10 倍的話，可以用多級 boost 串聯，或是在 boost 電路的后方增加倍壓整流來輔助。

決定升壓比例之后，我們還需要決定交換頻率。MC34063A 的最大交換頻率是 100KHz，但我們通常不會讓它工作到太接近 100 KHz 的頻率，其中一個主要的原因是它里面的開關晶體管其實不是速度非常快的晶體管，從截止進入到飽和區的過程中會有一小段時間在線性區里，而晶體管在線性區時的功耗會比截止和飽和時要大得多。停留在線性區的時間大致上是固定的，不會隨著交換頻率而改變；因此交換頻率越高，晶體管在線性區停留的時間所占的比例就越高。開關晶體管停留在線性區時所造成的額外功耗叫做交換式電源的 switching loss，也就是交換損失。我們會希望 switching loss 盡可能的小，這樣電源的效率才會高。

那么如果我們將交換頻率降得很低，是不是就可以讓 switching loss 變得很小？沒錯，大致上是這樣。可以當交換頻率很低時，電感每一個周期的充電、放電時間相對來說就會變長。比方說，如果我們決定交換頻率是 10KHz，那每一次充放電的周期總時間就是 1 / 10,000 = 0.1 ms，而如果升壓比是 5 倍，充電和放電時間的比例就是：TON/TOFF =(VOUT – VIN)/ VIN = (5 – 1 )/ 1 = 4。

所以在 10 KHz 的交換頻率下，電感要充電 0.08 ms、放電 0.02 ms。

接下來，我們可以根據需要的最大輸出電流，算出開關晶體管上的最大電流，以及電感上會流過的最大電流。而接著最關鍵的，就是要用電感上的最大電流以及充電周期的時間，計算出適合的最小電感值。

MC34063A 的 datasheet 上有告訴我們這個電感值（它的推導過程可以寫一萬字，在次先略過），它是：LMIN =（VIN/IPEAK） *TON。其中 IPEAK就是電感上的最大電流，而 VIN 則是輸入電壓。從上面這個式子看得出來，充電周期的時間 TON 直接正比于最小的電感值。

所謂「最小」意思就是這個值以上的電感都可以用。對，在交換式電源的設計上，如果只考慮電感的感值，不考慮電感的直流電阻或其它特性，一般來說只有電感最小值的限制，沒有最大的限制。用太大的電感只是浪費而已。

使用的電感如果太小，會有電感飽和的問題。而因為 MC34063A 有偵測電流、避免電感飽和的功能，當電感一飽和，MC34063A 就會提早結束充電周期、進入放電周期，這會導致 duty cycle 無法達到預期的比例，結果就是無法達成預期的升壓比。

電感的體積、重量通常跟感值呈正比。但有時候我們算出來的最小電感值如果太大，可能會導致零件本身的體積太大，不切實際。這時候我們就得回頭去修改交換頻率。改用一個比較高的交換頻率，可以讓 TON 的時間縮短，就可以改用較小的電感。但代價就是因為 switching loss 占比的增加，而損失一點效率。

交換式電源的設計往往就是這樣試算、修正的迭代過程。當你了解零件數值與設計參數之間的關系、取舍之后（比方像電感大小與交換頻率之間的取舍），經過幾次的試算就可以找到適合的設計參數。

小結

這次我們以 MC34063A 的實際電路說明了電路中各個零件的功能，并簡單介紹了設計這樣的電路時，設計過程的各種迭代與考慮。下一回我們要介紹一些可以輔助我們設計的工具，并實際用這些工具設計出一個可以運作的電路。

編輯：黃飛

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