上一回我們介紹了MC34063A 內部的結構以及幾個主要區塊的功能。這一回我們要繼續介紹 MC34063A 的電路設計，以及設計時的各種考慮。

我們先來看一個實際的電路。

典型的電路

上圖是一個用 MC34063A 構成的 boost 電源電路。如果有看過之前文章的讀者，應該可以隱約看到一些熟悉的零件，我刻意沒有標示零件數值，是因為在不同的電路中，這些零件的數值差異會非常大。

L1 叫做 switching inductor，也就是 boost 電路的核心儲能組件，我們將能量儲存在 L1 的磁場中，再利用它電流變化率反轉時電壓會反轉的特性，讓 L1 上的電壓與電源電壓串聯，產生比電源電壓還高的輸出電壓。

D1 是整流二極管，在某些教科書中也被稱作飛輪二極管（flywheel diode），它的共享是避免電感 L1 在透過開關晶體管充電時，輸出電容 C1 內的電荷逆流回電感。當電感在充電周期時，D1 會處在逆偏壓的狀態，此時負載就只能靠 C1 里面的電荷供電。當電感在放電周期時，D1 會進入順偏壓，電感上的能量就會流過 D1 對 C1 充電，同時也供應后方的負載。

C1 是濾波電容，在交換式電源當中濾波電容是個不可或缺的零件。因為不管是升壓的 boost 還是降壓的 buck 電路，來自前方交換電路的電流都是不連續的，我們需要一個可以儲存能量的裝置讓電流可以連續輸出到負載，而濾波電容就是這個水庫。

這個電路里面沒看到開關晶體管，因為 MC34063A 除了電壓偵測和控制電路之外，還附贈這個晶體管。MC34063A 的 SWE 和 SWC 這兩只腳，就是它內部開關晶體管的射極（emitter）和集極（collector）。

MC34063A 里面附贈的開關晶體管是一個達靈頓架構的電路，這種電路的特性就是 gain 非常大，因此可以輕易、快速地讓主要的開關晶體管 Q1 進入飽和區，將電感的一端接地、對電感充電。這個晶體管最大可以耐 1.5 A 的電流，這個電流是對電感的充電電流，并不是最后輸出的電流。至于 1.5 A 的切換電流可以做出多少輸出電流，則跟 duty cycle、升壓比例等有關，我們之后會再詳細討論。

以上幾個零件是 boost 升壓電路的關鍵零件，接下來則是跟 MC34063A 有關的零件。

R3、R4 是用來產生回授電壓的分壓電阻。MC34063A 的內部的參考電壓是 1.25 V，因此不管你想要產生什么輸出電壓，R3 和 R4 的分壓輸出就應該是 1.25 V。

C2 叫做 timing capacitor，我們上一回有介紹過，MC3406A內部有一個震蕩電路，用來控制整個 boost 電路工作的頻率。這個電容器越小，MC34063A 的切換頻率就越高；這個電容越大，MC34063A 的切換頻率就越低。C2 是 0.001 uF 時，根據 MC34063 的 datasheet，切換頻率大概是 33 KHz，不過因為 MC34063A 有另一個功能是可以偵測電感上的電流，在必要時提早結束充電的周期，所以實際的震蕩頻率有可能會比理論的頻率要高。

R1 就是 MC34063A 用來偵測電流的電阻。流過電感的電流會經過這個電阻，但供應 MC34063A 電源（接腳 6，V+）的電流則不會經過這個電阻，因此藉由測量第 6 腳 V+ 和第 7 腳 SEN 之間的電壓差，除以電阻的大小，就可以知道電流。

根據 MC34063A 的的 datasheet，它用來偵測電流過大的門坎是 300 mV，因此觸發過電流保護、提早結束充電周期的電流就會是：I = 300 mV / R1

因此假設我要限制電感上的最大電流是 1.5 A，R1 的數值就會是：

1.5 = 0.3 / R1

R1 = 0.3 / 1.5 = 0.2 ?

由于 MC34063A 內部的晶體管最大只能耐 1.5 A 的切換電流，因此理論上 R1 不能比 0.2 ? 小。不過 MC34063A 的電路設計也可以使用外部的開關晶體管來切換更大的電流，在這種設計之下 R1 就可以使用比 0.2 ? 更小的值。

跟其它零件比起來，R2 就是個沒那么重要的零件，它其實只是 MC34063A 內部達靈頓電路的第一顆晶體管的集極電阻。這個電阻可以用來限制達靈頓驅動電路的功耗，在某些電源電壓不高的電路中，將 SWC 接腳直接跟電源相接也沒問題。

設計迭代

交換式電源的設計很少能一次到位，整個設計的過程往往需要多次迭代。根據我們需要的輸入電壓、輸出電壓、電流，先選定一些主要的設計參數如交換頻率、電感的大小，然后經過試算，再根據某些試算之后的結果回頭去修正某些零件的參數，再反復試算，直到整個設計可以滿足我們的需求為止。

以 MC34063A 的 boost 電路設計來說，通常我們的設計條件就是輸入電壓與輸出電壓，再加上最大的輸出電流。直到輸入電壓和輸出電壓之后我們就可以知道電感切換的 duty cycle，也就是充電周期和放電周期的比例。我們在前兩回有講過，這個比例 D 與輸入、輸出電壓的關系是：VOUT /VIN= 1 / 1 – D。

當然我們不能無限制地增增大輸出電壓，太大的升壓比會讓 duty cycle 太大、斜率太陡，而讓回授控制變得很不穩定。一般來說，我們會限制單級的 boost 電路升壓比控制在 10 倍以內。如果要超過 10 倍的話，可以用多級 boost 串聯，或是在 boost 電路的后方增加倍壓整流來輔助。

決定升壓比例之后，我們還需要決定交換頻率。MC34063A 的最大交換頻率是 100KHz，但我們通常不會讓它工作到太接近 100 KHz 的頻率，其中一個主要的原因是它里面的開關晶體管其實不是速度非?？斓木w管，從截止進入到飽和區的過程中會有一小段時間在線性區里，而晶體管在線性區時的功耗會比截止和飽和時要大得多。停留在線性區的時間大致上是固定的，不會隨著交換頻率而改變；因此交換頻率越高，晶體管在線性區停留的時間所占的比例就越高。開關晶體管停留在線性區時所造成的額外功耗叫做交換式電源的 switching loss，也就是交換損失。我們會希望 switching loss 盡可能的小，這樣電源的效率才會高。

那么如果我們將交換頻率降得很低，是不是就可以讓 switching loss 變得很小？沒錯，大致上是這樣?？梢援斀粨Q頻率很低時，電感每一個周期的充電、放電時間相對來說就會變長。比方說，如果我們決定交換頻率是 10KHz，那每一次充放電的周期總時間就是 1 / 10,000 = 0.1 ms，而如果升壓比是 5 倍，充電和放電時間的比例就是：TON/TOFF =(VOUT – VIN)/ VIN = (5 – 1 )/ 1 = 4。

所以在 10 KHz 的交換頻率下，電感要充電 0.08 ms、放電 0.02 ms。

接下來，我們可以根據需要的最大輸出電流，算出開關晶體管上的最大電流，以及電感上會流過的最大電流。而接著最關鍵的，就是要用電感上的最大電流以及充電周期的時間，計算出適合的最小電感值。

MC34063A 的 datasheet 上有告訴我們這個電感值（它的推導過程可以寫一萬字，在次先略過），它是：LMIN =（VIN/IPEAK） *TON。其中 IPEAK就是電感上的最大電流，而 VIN 則是輸入電壓。從上面這個式子看得出來，充電周期的時間 TON 直接正比于最小的電感值。

所謂「最小」意思就是這個值以上的電感都可以用。對，在交換式電源的設計上，如果只考慮電感的感值，不考慮電感的直流電阻或其它特性，一般來說只有電感最小值的限制，沒有最大的限制。用太大的電感只是浪費而已。

使用的電感如果太小，會有電感飽和的問題。而因為 MC34063A 有偵測電流、避免電感飽和的功能，當電感一飽和，MC34063A 就會提早結束充電周期、進入放電周期，這會導致 duty cycle 無法達到預期的比例，結果就是無法達成預期的升壓比。

電感的體積、重量通常跟感值呈正比。但有時候我們算出來的最小電感值如果太大，可能會導致零件本身的體積太大，不切實際。這時候我們就得回頭去修改交換頻率。改用一個比較高的交換頻率，可以讓 TON 的時間縮短，就可以改用較小的電感。但代價就是因為 switching loss 占比的增加，而損失一點效率。

交換式電源的設計往往就是這樣試算、修正的迭代過程。當你了解零件數值與設計參數之間的關系、取舍之后（比方像電感大小與交換頻率之間的取舍），經過幾次的試算就可以找到適合的設計參數。

小結

這次我們以 MC34063A 的實際電路說明了電路中各個零件的功能，并簡單介紹了設計這樣的電路時，設計過程的各種迭代與考慮。下一回我們要介紹一些可以輔助我們設計的工具，并實際用這些工具設計出一個可以運作的電路。

編輯：黃飛

?