電力MOSFET都是通過增加N-漂移區的厚度來提高工作電壓，但由此也帶來通態電阻的增大，當電流比較大時，管壓降和損耗會明顯加大，因此MOSFET特別適合高頻低壓場合，低壓MOS管不必增加或加厚N-漂移區，通態電阻可以做到非常小，接近1毫歐水平。

現在板載低壓直流電源，如3.3V電源、5V電源，一般都是通過降壓斬波電路或低壓差線性穩壓電路(LDO)獲得，斬波電路的效率更高，發熱量更小。斬波全控開關多采用低阻MOS管，控制方式多采用PWM方式，即保持周期T不變，通過改變占空比D對輸出電壓平均值Uo=D*E進行調節，其功能相當于是直流變壓器。為簡化電路設計，常采用集成的DC-DC轉換器，其中包含脈沖控制電路、保護電路及斬波開關，而斬波電路需要的電感、大電容及反饋電路因無法集成而必須外接。

電感和電容作為常用的儲能元件，電感的能量為1/2L*i^2,其能量體現在電流上，具有維持電流不變的作用，其阻礙電流變化是依靠自身反電勢來實現的，在斬波電路中，電流是不允許突變的，如強行斷開，電感上的電壓u=L*di/dt會很高，會擊穿與之相連的低壓元件，為保持電流連續而不致突變，續流二極管等元件是必須的; 電容的能量為1/2C*u^2 ，其能量體現在其兩端電壓上，具有維持電壓不變的作用，對容量較大的電容，也不允許 電壓突變，否則會在電路中引起很大的電流i=C*du/dt，使過流保護電路動作。在DC-DC直接變流電路中，都是將L、C結合起來使用，形成互補效應，以發揮各自特點。

圖一 降壓斬波原理圖

圖一(a)所示的BUCK斬波主電路中，全控開關Q1和不可控的肖特基二極管(SBD)均工作于開關狀態，為減小電感、電容的容量和體積，同時使電感中電流連續，減小輸出紋波，開關的工作頻率都設定的比較高，一般在500KHz~1.5MHz之間。全控器件要用開關速度很快的MOS管，不可控器件可采用反向恢復時間短、導通壓降低的SBD，不能用普通二極管來承擔電感的續流任務。對于直流電源，總希望輸出電壓Uo穩定且紋波小，常規手段是在輸出端并聯比較大的電容，但如果不加限流元件，在Q1導通、電壓突變時，電容就會引起很大的電流i=C*du/dt，電阻是耗能元件，不能用電阻來限流，只能用電感來限流;在Q1斷開、電流突變時，電感會產生高壓u=L*di/dt，必須有續流限壓元件，圖一(a)采用SBD續流，加上限流電感后，Q1導通時，經電感限制，電流線性上升，上升率di/dt=(E-Uo)/L;Q1斷開時，經D1續流，電流線性減小，下降率為di/dt=-Uo/L,完美解決了電容引起的電流過大和電感引起的電壓過高問題。

紋波電壓是紋波電流在電容等效串聯電阻(ESR)上的壓降引起的。在電感一定時，頻率越高，紋波電流越小，輸出的紋波電壓就越小;電容量一定時，ESR越小，紋波電壓也越小;同種類電容，容值越大，ESR越小;對于同容量的鉭電容和鋁電解電容，鉭電容的ESR遠小于鋁電解電容。圖一(a)中的斬波開關Q1使用了NMOS，可以看出，Q1導通，其源極S電位為15V，而Q1關斷、D1導通續流時，S極電位又接近0V，即源極電位是浮動的，驅動電壓Ugs也必須隨之改變，增加了驅動電路的復雜性。因此主電路開關管常采用PMOS，使源極電位固定，如圖一(b)所示，其中的Q2為NMOS，構成反相器，用于驅動主電路中的PMOS開關管。增加反相器后，就可以用TTL電平脈沖Vp來控制Q1_P的通斷。Vp為低電平時，反相器輸出高電平，PMOS關斷;Vp為高電平時，反相器輸出低電平，PMOS控制電壓Ugs為足夠大的負值，PMOS導通。

圖一(b)中的D2續流開關，盡管采用了低壓降的SBD，但其功耗和發熱還是不能忽視的，例如，若流過D2的電流為2A，此時導通壓降為0.5V，則耗散功率為1W，對于以電池供電，對功耗和發熱有嚴格要求的電路來說，也是不允許的。此時可以用低導通電阻的MOS管來代替續流二極管，使用同步整流概念來提高電源效率，如圖二電路所示。

圖二 MOS管續流同步控制原理圖

先看圖二(b)，通常使用NMOS時，電流都是從D極流向S極，D極電位高于S極，作為同步整流管使用時，電流從S流向D，等效為內部寄生二極管，但僅為形式上的等效，在需要寄生二極管導通續流時，此刻同步給Q2施加控制電壓Ugs ，由于低壓MOS管的導通電阻很低，導通壓降很小，會短路掉寄生二極管，實際上寄生二極管并未開通。

例如，Q2導通電阻為50毫歐，流過電流為3A，則Q2導通壓降為0.15V，寄生二極管不會導通，導通功耗遠小于使用SBD 。圖二(a)所示同步降低主電路中，由于高側管Q1的源極電位是浮動的，且要在Q1關斷時，同步控制Q2開通續流，脈沖控制電路是比較復雜的，設計電源時，一般優先采用轉換器芯片，外接電感、濾波電容、電壓自舉電容及反饋電阻。自舉電容就是為了解決高側MOS管源極電位浮動問題，可將自舉電容看成電池，其兩端電位差一定，在S極電位升高時，G極電位隨著抬升，由芯片驅動電路控制高側斬波開關和低側續流開關交替導通。圖三即為基于同步轉換芯片的降壓電源。

圖三 3.3V直流降壓電源

圖三為3.3V同步降壓電源，其中C1、C2為輸入濾波電容，C3是內部LDO的去耦電容;C4為自舉電容，經R2與內部升壓調整器構成自舉升壓電路，產生高側MOSFET浮動驅動電壓;R4、R5是輸出反饋分壓器，改變R4、R5即可改變輸出電壓，R3、R4、R5構成T型網絡，與內部運放的補償電容共同設定環路帶寬;C7用于穩定反饋電壓;L1、C5、C6構成BUCK主電路所需的電感、電容。圖四為芯片內部功能框圖，供理解參考。

圖四 MP2315S功能框圖

審核編輯：湯梓紅

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