1 摘要

決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。圖 1 示出了常用隔離的拓撲相對適用 的電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出電壓路數，輸出電壓調節范圍等有關。一般情況下，對于 給定場合你可以應用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應用是絕對地適用，因為產品設計還有設計 者對某種拓撲的經驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術人員要求、調試設備和人員素質、生 產工藝設備、批量、軍品還是民品等等因素有關。因此要選擇最好的拓撲，必須熟悉每種拓撲的長處 和短處以及拓撲的應用領域。如果隨便選擇一個拓撲，可能一開始就宣布新電源設計的失敗。

圖 1 各種隔離拓撲應用電壓范圍

2 輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的 Buck，Boost 共地變換器。這些電路結構簡單，元器 件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出 需要與輸入隔離。

在選擇拓撲之前，你首先應當知道輸入電壓變 化范圍內，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓？例 如，Buck 變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的 場合，所以，輸出電壓應當在任何時候都應當低于 輸入電壓。如果你要求輸入 24V，輸出 15V，就可以采用 Buck 拓撲；但是輸入 24V 是從 8V～ 80V，你就不能使用 Buck 變換器，因為 Buck 變換器不能將 8V 變換成 15V。如 果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用 Boost拓撲

如果輸出電壓與輸入電壓比太大（或太小）是有限制的，例如輸入 400V，要求輸出 48V 還是采 用 Buck 變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒有超 出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困 難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調節合適的占空比。達到較好的性能價格比。

3 開關頻率和占空比的實際限制

3.1 開關頻率

在設計變換器時，首先要選擇開關頻率。提高頻率的主要目的是減少電源的體積和重量。而占電 源體積和重量最大的是磁性元件。現代開關電源中磁性元器件占開關電源的體積（20%～30%），重 量（30%～40%），損耗 20%～30%。根據電磁感應定律有

式中 U－變壓器施加的電壓；N－線圈匝數；A－磁芯截面積；ΔB－磁通密度變化量；f－變壓器工作 頻率。

在頻率較低時，ΔB 受磁性材料飽和限制。由上式可見，當 U 一定時，要使得磁芯體積減少，匝 數和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開關電源出現以來無 數科技工作者主要研究課題。

但是能否無限制提高開關電源頻率？非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻 時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為

式中 η －不同材料的系數；f－工作頻率；Bm－工作磁感應幅值。α 和 β 分別為大于 1 的頻率和磁感應 損耗指數。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應Bm 使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大， 效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越 差，大功率磁芯也限制開關頻率。

圖 2Buck變換器功率管電流、電壓波形

其次，功率器件開關損耗限制。以 Buck 變換器為例來 說明開關損耗。圖 2 是典型的電流連續 Buck 變換器功率 管電流電壓波形圖。可以看到，晶體管開通時，集電極電流 上升到最大值時集電極電壓才開始下降。關斷時，集電極電 壓首先上升到最大值集電極電流才開始下降。假定電壓、電 流上升和下降都是線性的。可以得到開關損耗為

式中tr=tri+trv —開通時電流上升時間與電壓下降時間之和；td=tdi+tdv —關斷時電壓上升時間與 電流下降時間之和。一般 tr+td< T/20。假定 tr＝td＝ts —開關時間。則

如果電流斷續，只有關斷損耗，開關損耗為

可見，開關損耗與頻率、開關時間成正比。斷續似乎比連續開關損耗少一半，但應當注意，在同 樣輸出功率時，功率管電流至少是電流連續時的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導通壓 降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通 過軟開關技術可以減少開關損耗，但請注意，軟開關總是利用 LC 諧振，諧振電流（或電壓）很大，諧 振電流通過晶體管、電感 L 和電容 C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率 1～2％，但電路復 雜，元件數增多，成本增加，有時甚至得不償失。目前用 MOSFET 開關的電源，功率在 5kW 以下，工作 頻率一般在 200kHz 以下。BJT 最高達 50kHz 。3kW 以上采用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 與 IGBT （BJT）組合管最高也不超過 100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大 功率管需要更長的開關時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開關時電流升降速率 也增加了開關時間。可見，變換功率越大，允許開關頻率越低。

如果你聽說他的開關電源工作頻率可達幾個 MHz，你得問問他的變換功率有多大？

3.2 占空度

開關變換器的變換比（輸出電壓與輸入電壓比）太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比 （開關導通時間與開關周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于0.5。總之，通用 PWM控制 IC芯片通常不保證占空比能大于 0.85；有些芯片在合理的工作頻率下，也 不保證占空比在 0.05以下能以較小的損耗快速驅動 MOSFET的柵極。

例如，開關頻率為 250kHz，周期為 4μs，如果占空比是 0.1，MOSFET 的導通時間僅為 0.4μs，要 是 MOSFET 的開通時間為 0.1μs，關斷時間也為 0.1μs，幾乎大部分導通時間被過渡時間“吃”掉了， 損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制 IC和高電流柵極驅動等等，只要不將占空比設計在最小 0.1和最大 0.8（對于 0.5限制度 變換器為 0.45）之外，那就不必擔心。

如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調節占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級 與次級導線尺寸相差太大，線圈繞制發生困難。一般初級與次級匝比最大為 10:1,最小為 1:10。要是你 需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓電路提升電壓。

4 幾個輸出？

緊接占空比的問題是多少輸出。例如，如果不是 1 個輸出，Buck 是不適合的。在有些情況下，可以加后續調節器得到另一個電壓，實際的例子是用 Buck 變換器產生 5V 輸出，再由線性調節器（或另 一個開關）從 5V輸入產生一個 3.3V輸出。但相關的瞬態、噪聲、損耗應滿足要求。

最壞的情況下，設計多個獨立的變換器，而不是采用復雜的許多線圈的磁元件。在開始設計之 前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節省了幾塊錢的控制 IC，但可能花幾十塊錢做那個 復雜的多線圈磁元件。在設計之前，首先應權衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

5 隔離

在設計前預先要知道次級與初級是否需要隔離。如輸入由電網或高壓供電，作為商品有安全規范 （以及 EMI 問題）需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有 500V 交流耐壓要求。你知道安全要 求后，有些拓撲，像沒有隔離的 Buck,Boost等等將排除在外。

6 EMI

在設計開始時就要想到 EMI 問題，不要等到設計好了再考慮 EMI。有些拓撲可能有許多成功地避 免 EMI 問題。如果是不隔離的系統，因為在系統中不涉及到第三根導線，如單獨用電池供電，就沒有 共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸 入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就 容易濾波。

Buck 變換器就是輸入電流斷續的一個例子，因為當開關打開時，輸入電流為零。Boost 變換器的 電感始終接在輸入回路中，但輸入電流是否連續取決于 Boost是否工作在斷續還是連續。

筆者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元 件。

7 BJT，MOSFET 還是 IGBT?

拓撲選擇與所能用的功率器件有關。就目前可以買到的功率器件有雙極型（BJT）功率管， MOSFET 和 IGBT。雙極型管的電壓定額可超過 1.5kV，常用 1kV 以下，電流從幾 mA 到數百 A；MOSFET 在 1kV 以下，常用 500V 以下,電流數 A 到數百 A；IGBT 電壓定額在 500V 以上，可達數 kV，電流數十 A到數 kA。

不同的器件具有不同的驅動要求：雙極型晶體管是電流驅動，大功率高壓管的電流增益低，常用 于單開關拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇 MOSFET。

理由之一是成本。如果產品產量大，雙極性管仍然比 MOSFET 便宜。但是使用雙極型功率管就意 味著開關頻率比 MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算？你得仔細研究研究成本。

高輸入電壓（380V）時，或推挽拓撲加上瞬態電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為 難，如果采用雙極型管，你可以買到 1500V雙極型管，而目前能買到 MOSFET最大電壓為 1000V，導 通電阻比 BJT 大。當然，你可能考慮用 IGBT，遺憾的是 IGBT 驅動雖然像 MOSFET，而它的開關速 度與雙極型管相似，有嚴重的拖尾問題。

可見，低壓（500V）以下，基本上是 MOSFET 天下，小功率（數百瓦）開關頻率數百 kHz。IGBT 定額一般在 500V 以上，電流數十 A 以上，主要應用于調速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。工作頻率最高可達 30kHz，通常在 20kHz左右。因為導通壓降大，不用于 100V以下。

圖 3. 提高功率開關頻率

（a） IGBT與 MOSFET并聯 （b） BJT與 MOSFET串聯

為了提高IGBT或BJT的開關速度，也可將MOSFET與 BJT或IGBT組合成復合管。圖 3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT 與 50V/60A的MOSFET串聯，用于三相 380V整流電感濾 波輸入（510V）雙端正激 3kW通信電源中。導通時首先 驅動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態，發射極 輸入電流，或因MOSFET導通漏極電壓下降，BJT發射結 正偏，產生基極電流，導致集電極電流，通過比例驅動電 路形成正反饋，使得BJT飽和導通。當關斷時，首先關斷 MOSFET，發射結反偏，使得BJT迅速關斷。共基極頻率 特性是共射極的β倍。提高了關斷速度。低壓MOSFET導 通電阻只有mΩ數量級，導通損耗很小。實際電路工作頻 率為 50kHz。

MOSFET 與 IGBT 并聯也是利用 MOSFET 的開關特性。要達到這一目的，應當這樣設計 MOSFET 和 IGBT 的驅動：開通時，PWM 信號可同時或首先驅動 MOSFET 導通，后導通 IGBT。IGBT 零電壓導通。關斷時，先關斷 IGBT，IGBT 是零電壓關斷；在經過一定延遲關斷 MOSFET。MOSFET 承擔開關損耗；在導通期間，高壓 MOSFET 導通壓降大于 IGBT，大部分電流流過 IGBT， 讓 IGBT承擔導通損耗。這種組合實際例子工作頻率 50kHz，3kW半橋拓撲。

8 連續還是斷續

電感(包括反激變壓器)電流（安匝）連續還是斷續：在斷續模式的變換器中，電感電流在周期的 某些時刻電流為零。電流（安匝）連續是要有足夠的電感量維持最小負載電流ILmin（包括假負載）， 在周期的任何時刻電感都應當有電流流通。即

其中T－開關周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶體管導通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電 壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續模式。

在實際電源設計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續，在這種 情況下，有時設置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環控制的穩定性問題， 應當仔細設計反饋補償網絡。

同步整流是一個例外。變換器應用同步整流總是連續模式，沒有最小電感要求。

9 同步整流

在現今許多低輸出電壓應用場合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點來說，比較貴 的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機 時間很長，將花費更多的電費。

如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術。即輸出整流采用 MOSFET。當今可買到許多 IC 驅動芯片既能驅動場效應管，也能很好驅動同步整流器。

采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續模式工作的變換器轉變為電流連續工作模式。這是因 為即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通（因為 MOSFET 可以在兩個方向導通）。運用同步整流， 解除了你對模式改變的擔心（模式改變可能引起變換器的不穩定）和保證連續的最小電感要求。

圖 4 (a) 二極管整流變換器和(b)同步整流變換器

同步整流一個問題這里值得提一下。主開關管在同步整流導通前關斷，反之亦然。如果忽略了這樣處理，將產生穿通現象，即 輸入（或輸出）電壓將直接對地短路，而造 成很高的損耗和可能導致失效。在兩個 MOSFET 關斷時間，電感電流還在流。通 常，MOSFET 體二極管不應當流過電流，因 為這個二極管恢復時間很長。如假定 MOSFET 截止時體二極管流過電流，當體二 極管恢復時，它在反向恢復起短路作用，所 以一旦輸入（或輸出）到地通路，發生穿 通，就可能導致變換器失效，如圖 4（b）所示。解決這個問題可用一個肖特基二極管與 MOSFET 的體二極管并聯，讓它在場效應管截止時流過 電流。（因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部電流，體二極管的反向恢復時間 與關斷前正向電流有關，所以這時可以忽略）

10 電壓型與電流型控制

開關電源設計要預先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個控制問題。幾乎每個拓撲都可 以采用兩者之一。電流型控制可以逐個周期限制電流，過流保護也變得容易實現。同時對推挽或全橋 變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果電流很大，電流型需要檢測電阻（損耗很大功率）或互感 器（花費很多錢）檢測電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是， 如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應當 考慮選擇那一種更好。

11 結論

最好你在設計一個電源之前，應當預先知道你的電源工作的系統。詳細了解此系統對電源的要求 和限制。對系統透徹地了解，可大大降低成本和減少設計時間。

實際操作時，你可以從變換器要求的規范列一個表，并逐條考慮。你將發現根據這些規范限制你 可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據以上各 種考慮選擇拓撲：

1.升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓？如果不是，你就不能采用 Buck 或 Buck/Boost.

2. 占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于 5 嗎？如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它 不要太大和太小。

3. 需要多少組輸出電壓？如果大于 1,除非增加后續調節器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太 多，建議最好采用幾個變換器。

4. 是否需要隔離？多少電壓？隔離需要變壓器。

5. EMI 要求是什么？如果要求嚴格，建議不要采用像 Buck 一類輸入電流斷續的拓撲，而選擇電流連 續工作模式。

6. 成本是極其重要嗎？小功率高壓可以選擇 BJT。如果輸入電壓高于 500V，可考慮選擇 IGBT。反 之，采用 MOSFET。

7. 是否要求電源空載？如果要求，選擇斷續模式，除非采用問題 8。也可加假負載。

8. 能采用同步整流？這可使得變換器電流連續，而與負載無關。

9. 輸出電流是否很大？如果是，應采用電壓型，而不是電流型

12 拓撲選擇

現在從拓撲一般性討論到特定拓撲，假定你熟悉 Buck 類變換器，如圖 5 所示。用它代替這一類 拓撲，集中在每種拓撲實際的困難，并圍繞這些困難解決的可能性。集中在能預先選擇最好拓撲,使你 不至于花費很多時間設計和調試。

a. Buck變換器

圖 5 Buck變換器

限制

如一般考慮指出的，還要給 Buck拓撲預先增加有許多限制

1. 雖然一個 Buck變換器概念上很清楚沒有變壓器，只有一個 電感，這意味著不可能具有輸入與輸出隔離。

2. Buck 僅能降低輸入電壓，如果輸入小于要求的輸出，變換 器不能工作 。

3. Buck 僅有一個輸出。如果你要由 5V 變為 3.3V，這是好的。但除非愿意加第二個后繼調節器，像線 性穩壓器，你可以看到在許多多路輸出時這樣應用的。

4. 雖然 Buck 可以工作在連續和斷續，但輸入電流總是斷續的。這意味著在晶體管截止的部分開關周 期輸入電流下降到零。這使得輸入 EMI濾波比其它拓撲需要的大。

柵極驅動困難

Buck的驅動十分麻煩。麻煩在于導通一個N－溝道MOSFET，柵極電壓至少要 5V,或許大于輸入電 壓 10V（邏輯電路輸出分別為 1V和 5V）。但是你如何產生一個電壓高于輸入呢？這個問題最容易的 方法應用P－溝道MOSFET，它正好能被柵極到地的信號驅動導通。遺憾的是P溝道MOSFET通常導通 電阻RDS比N溝道大，而且價格貴。此外輸入電壓必須小于 20V，以避免擊穿柵極，應用場合受到限 制。實際這樣采用P溝道MOSFET：用一個下拉電阻，你通常得不到有效導通柵極的足夠的開關速度， 最終你再實驗室折騰了幾天之后還是采用N溝道MOSFET。

除了很低輸入電壓變換器，Buck變換器總是采用 N溝道 MOSFET。

圖 6用耦合變壓器驅動 Buck變換器

圖 7 驅動 Buck變換器用浮動電源

驅動柵極普遍的方法是用一個柵極驅動隔離變壓器將柵極與驅動隔離開來（圖 6）

隔離變壓器輸入端的電容避免當輸入邊高電平時的直流分量。次級電容和二極管恢復電壓單向性 －否則在初級 12V 輸入，在次級成了±6V 驅動。柵極電阻總是必須的（參看以后的討論），而柵－ 源電阻是放電通路：如果柵極由于某種原因停止開關，柵極最終截止。

實際應用：選擇柵極驅動的兩個電容至少大于柵極電容－記住此電容構成一個帶有電容的驅動 器，因此你可以得到 90%的驅動電壓。

雖然此驅動電路相當便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因為變壓器需要復位時間。

用一個獨立的電源，例如用推挽變換器產生一個相對于 MOSFET 源極的直流電壓，允許極快驅動 柵極（圖 7）。如果推挽變換器的電源是穩壓的，它不需要閉環，固定占空度即可。你可以用一個驅 動 IC 芯片，實現快速驅動 MOSFET。但此電路還有些貴（你可以用一個 555 定時器形成 50%占空 度）。

你還需要一個信號浮動系統控制柵極。信號傳輸不應當有較大傳輸延遲，不要用像 4N48 這樣慢 速光耦。為避免另外的變壓器，即使很高輸入電壓光耦 HCPL2601 系列有很好的傳輸特性，因為它具 有優良的 dV/dt定額。

b.反激變換器

圖 8 非隔離反激(Boost) 變換器 圖 9 隔離的反激變換器

類型

凡是在開關管截止時間向負載輸出能量的統稱為反激變換器。有兩類反激變換器－不隔離（圖 8）和隔離（圖 9）反激變換器。為了避免名稱上的混淆，我們來說明其工作原理。

我們以一定占空度導通反激變換器的開 關，當開關導通時，輸入電壓加在電感上，使 得電流斜坡上升，在電感中存儲能量。當開關 斷開時，電感電流流經二極管并向輸出電容以 及負載供電。

隔離的反激工作原理基本相似。在開關導 通時間，能量存儲在變壓器的初級電感中。注 意同名端‘●’端，我們看到當開關截止時， 漏極電壓上升到輸入電壓，引起次級對地電壓 上升，這迫使二極管導通，提供輸出電流到負 載和電容充電。

非隔離反激－Boost 或 Buck/Boost－只有一 個輸出（沒有方法使它多于一個），輸出與輸 入不隔離。并且 Boost 輸出不能低于輸入電壓－即使您完全關斷開關管，輸出等于輸入電壓（減去二極管壓降）。而 Buck/Boost 僅可輸出負壓（圖 10）。換句話說，反激僅可作為一個單線圈電感處理。

圖 10 用 Buck/Boost將正壓變換為負電壓

如果變壓器有多個次級線圈，隔離反激可有多個輸出。而 且所有輸出之間以及初級相互隔離的。而且，只要調節初級與 各次級匝比，輸出可以做成任意大小,變壓器是一個多線圈磁 元件。

連續和斷續

兩類反激變換器都可以工作在電流連續和斷續。盡管一般 反激能夠沒有死負載下空載運行。（在空載時，開關一直關 斷，直到電容自放電降低電壓時才導通，給出一個單脈沖，所 謂‘脈沖跳躍’模式）。對于空載模式，變換器工作在斷續模式，如前所說，最好不改變模式，否則 閉環穩定困難。大多數小功率，要求快速相應的反激變換器工作在斷續模式。

電容限制

當反激晶體管截止時，存儲在初級電感中的能量從次級線圈釋放出來。因為次級沒有濾波電感， 全部峰值電流直接流入電容。在較高功率水平時，很難找到足夠處理這個紋波電流定額的電容。應當 記住：你必須計算電容是否能處理的有效值電流。作為例子，如果是 5V 輸出電壓，10A（這大約是反 激的最大電流，看下面），在此功率水平下，占空度是 0.5。變壓器在周期一半的期間要傳輸整個周期 50W 功率（因為占空度是 0.50）。所以在二極管導通時間傳輸的電流加倍（連續），次級有效值電流 為

這樣極高的電流需要許多鋁或鉭電容并聯，除非運用昂貴的多層疊層電容。反激變換器輸出故障 主要是由于電容失效引起的。

功率限制

反激變換器通常可以輸出最大功率在低輸入電壓時大約在 50W 左右（有時或許有人告訴你他能制 造出 500W 反激變換器，但是他從不告訴你在生產線上做出來）。在任何情況下，功率輸出反比于電 感量，要得到大輸出功率需要較小的電感量（在磁元件中討論）。此時你在合理的頻率得到高達 50W 輸出，電感是很小（數值上幾乎和雜散電感同數量級）；這幾乎不可能設計出如意的產品。例如磁芯 銷售商導線稍微變化，將引起電感變化足以使你得不到最大功率輸出。

低電壓輸入，限制反激設計少于 50W；而高電壓輸入大些。

輸出數量的實際限制

當然，對于所有變換器，多組線圈繞制困難。但是，對于一個隔離的反激變換器此困難是至關重 要的。每個輸出的電壓調節與每個線圈的漏感有關，因為漏感減少了傳輸到輸出的電壓。所以要得到 很好的輸出公差，漏感要小到可以忽略（幾乎不可能，因為有氣隙），或每個單元相同，使他們可以 補償掉。如果你想繞多線圈來控制所有線圈的漏感幾乎是不可能的。按照設計者話說，反激變換器 “反激比正激變換器便宜，因為它不需要電感”。不幸的是在生產以后,銷售商的線圈離開磁元件公 司，同時從此以后沒有人能繞這種能使電路正常工作的變壓器。

如果你需要 3~4個輸出，請不要采用反激變換器拓撲。采用正激變換器總規要便宜些。

c. 升壓和降壓

圖 11 非隔離的 Buck/Boost變換器

圖 10 雖然輸出可以大于或小于輸入電壓，但輸出是負 壓。圖 11 所示電路是一個降壓－升壓電路輸出是正壓。是升 還是將取決于輸出電壓高于還是低于輸入電壓，它們之間的轉 換時自動區分成的，沒有間隔。

在 Buck-Boost 變換器中，兩個開關同時導通，并同時關 斷。現在考慮第一種情況，輸入電壓高于輸出電壓。上部晶體 管作為 Buck 開關（參看圖 5），陽極接地二極管作為續流二 極管。因為下部晶體管與上部晶體管同時導通，整個輸入電壓 加在電感上，電流斜坡上升。當兩個開關截止時，陽極接地二極管導通，另一個二極管正激導通。作為 Buck變換器。

第二種情況假定輸入電壓低于輸出電壓。接地晶體管現在作為升壓開關，第二個二極管作為反激 整流器。再者，兩個開關同時導通，當導通時全部輸入電壓加在電感上。按照前面說明：在兩種情況 下，不管 Buck 還是 Boost，整個輸入電壓加在電感上。但這意味著對于兩種模式相同的控制電路，而 且變換器不在兩種模式之間轉換。所以，環路穩定性也是一目了然。

可見 Buck –Boost 綜合了 Buck 和 Boost 變換器。作為 Buck 變換器，它沒有輸入－輸出隔離，而 且僅有一個輸出。作為一個 Boost，有一個最大實際輸出功率。而且最終除非你用兩個 MOSFET 代替 兩個（肖特基）二極管做成同步整流，否則效率比較低。但是要達到同步整流需要四個輸出的驅動 （或許一個全橋 PWM IC）。還有工作在整個輸入電壓范圍和控制這個拓撲的 IC的出現使 Buck-Boost 拓撲可能有吸引力。

d. 正激變換器

圖 12 基本正激變換器

正激變換器(圖 12)工作完全不同于電路相似的反激變換器。關鍵在于晶體管導通時，輸入電壓 加在變壓器初級，輸出二極管正偏導通；而反激當晶體管截止時，二極管導通。因此能量不像反激那 樣存儲在初級電感中。變壓器是真正意義上的變壓器。當晶體管截止時，僅存儲在變壓器漏感和激磁 電感能量。這將使得漏極電壓高于輸入電壓，復位磁芯。

最小負載

正激變換器是那種需要一個最小負載的變換器。濾波電感需 要足夠大，以保證它的峰值紋波電流小于最小負載電流。否則將 出現斷續，輸出電壓上升，峰值檢測。這意味著正激變換器不能 工作在空載狀態，因為不能具有無限大電感。

隨直流偏置變化的電感，像 Mpp 磁芯是一個最好的選擇。電感量隨電流增加而減少。在最小負載時，你得到的電感較大， 保持電流連續，而在最大負載時，你仍然具有足夠的電感，而又 不太大。你允許紋波電流隨著負載電流增加而增加，以至于不必 設計的電感體積大維持最大負載的全部電感。但是應當注意閉環 的穩定性。因為變化的電感造成傳遞函數嚴重的非線性。

對付最小負載普通方法是加一個假負載永久接在輸出端，作為變換器的一部分。因此，即使外負 載為零，因為有一個維持最小功率的電阻，變換器可維持連續狀態。當然這在外負載電流大于最小電 流時消耗了一部分功率。

當實際負載增加時，可切斷假負載。通常，導致振蕩：假負載斷開，引起變換器進入斷續，又引 起假負載接入；而變換器連續，引起假負載斷開，如此等等。假負載引起效率降低與采用大電感成本 比較是否合算？

激磁電感

不像反激變換器用初級電感存儲能量，正激實際上是寄生激磁電感。當電流流過初級時，有能量 存儲在激磁電感中L

m

I

2

/2和漏感中。當晶體管關斷時，此能量要有去處。最簡單的方法，你把它引到 RC網路，要么引到晶體管本身，讓它擊穿。習慣的做法在變壓器上用一個附加線圈恢復能量。或用一 個晶體管和電容構成有源箝位。不管如何恢復能量，這是令人討厭的事，并降低了效率。最好的方法 是盡量漏感和增加激磁電感。

但是，變壓器設計時為盡量增加磁通密度擺幅，減少剩磁影響給磁芯加很小氣隙，這是與增大激 磁電感使矛盾的。應當在兩者之間折衷。

總結

因為正激變壓器不存儲能量，它不存在反激功率水平限制問題。它也具有一個電感，與輸出電容 一起平滑電流。正激可直接構成 500W 或更大功率。該拓撲主要限制仍然是是否可買到達功率 MOSFET。增加功率轉化為增加電流，并最終 MOSFET 損耗太大。此時，采用更多 MOSFET 分擔負 載電流。高輸入電壓時可采用雙端正激，還可以輸出交錯并聯。

e. 推挽（半橋，全橋）

圖13 電壓型推挽變換器

圖 14 電流型推挽變換器

推挽變換器拓撲如圖 13 和 圖14 所示。有兩類推挽變換器：電流型和電壓型。注意到它們之間的 差別主要在于電流型輸入需要一個額外的電感（有時很大），但是不要輸出電感。而電壓型輸入沒有 大電感，輸出必須有濾波電感。

推挽兩只晶體管接地，而半橋不是。雖然上面提到有 IC 能驅動同步整流高端晶體管，但它們仍稍 低于最大電源電壓。因為推挽和半橋是兩個晶體管，它們功率水平比單管高，常常意味著輸入電壓也 高。驅動半橋要產生分離的浮動柵極驅動，這時而推挽肯定優越的。

電壓型

電壓型推挽變換器如圖 13 所示。兩個晶體管加在帶有中心抽頭的變壓器上，它們相互相差 180 °交替導通。這并不意味著每次導通時間各占周期的 50%，即兩個晶體管具有相同的占空比。

如果圖 14 中晶體管T1 導通，T2 關斷。注意到變壓器 “●”這一端輸入電壓加在變壓器半邊，所以加在截止晶體 管漏極上的電壓為 2×Ui。晶體管T1 導通，則正電壓加在二 極管D1 上而導通，二極管D2 截止。另一個晶體管鏡像工 作，兩晶體管導通時間相同。如果Ui在開關周期內是常數， 加在變壓器上伏秒總和為零，且磁芯對稱于零變化。

這個變換器最大的問題是晶體管電壓定額高，至少是輸 入最大電壓Ui的兩倍。如果由 120V電網整流的輸入供電， 并電容濾波，峰值直流電壓為 170V，晶體管至少需要 2× 170V＝340V。實際上，電網是非常“骯臟”的地方，因此至少需要 500V以上的晶體管。高電壓定額 意味著導通電阻RDson高，所以損耗高于希望值。萬一，浪涌電壓高于 200V，這將損壞晶體管。

另一個潛在問題是在兩個晶體管轉換應有一個時間－死區時間。否則兩個晶體管由于關斷延遲而 造成同時導通，變壓器將被短路，且電流將迅速增大，僅是漏感限制此電流－這通常造成晶體管失 誤。其次晶體管必須導通相同時間，否則變壓器正負伏秒不平衡－磁偏移而飽和。實際中，采用電流 控制型可避免伏秒不平衡而造成的飽和。

電流型

電流型推挽變換器可以避免電網電壓十分敏感在電流型推 挽中排除了。因為在輸入電壓和變壓器之間有一個電感。現在 當晶體管導通時，變壓器電流由電感電流控制，如圖 14 所 示。這種安排偏移偏移兩晶體管同時導通電感儲能，一個晶體 管導通輸出能量。變壓器類似互感器工作。

這個變換器的不足之處是增加了一個電感。因為此電感必 須通過變換器電流，并提供足夠的感抗，在開關周期像一個電 流源，做得很大（費錢）降低了變換器功率水平。

變壓器利用率

應當看到，上面討論的拓撲（反激，正激和 Buck/Boost）僅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升 到最大值，再返回到零，決不會達到負值。推挽利用磁性好些，因為磁芯磁通密度在正負兩個方向， 這與單晶體管比較相同功率水平減少了磁芯尺寸。

f. 諧振變換器和軟開關變換器

軟開關的另一個名稱是準諧振變換器。

諧振和軟開關變換器之間的差別

諧振變換器功率（電壓或電流）波形式正弦的。這通過電感和電容諧振來完成的，電容通常是寄 生參數。當電壓或電流過零時開關，以保證幾乎沒有損耗的開關過渡。諧振變換器主要專利應用在高 頻變換器中，這里開關損耗勝過開關的導通損耗。但是因為開關過渡取決于諧振網絡的頻率，實際變 換器開關頻率是變化的，有時變化很大，與電網電壓和負載有關。

為何你不必采用諧振變換器

諧振變換器存在著一些問題。這些問題中至少有一個是開關頻率隨負載變化。事實上，這些變換器一 般最低工作頻率發生在最大負載時，所以EMI濾波設計是最困難的也是低頻最大電流負載。這樣變換 器，包括EMI設計工作在內，通過高頻減少體積的優點喪失了。

另外，因為雜散電容作為諧振網絡一部分，更嚴重的問題發生了。由于器件之間參數分散性，這 些決策幾乎不能工作。即使相同型號的器件由于來自不同的制造廠也存在差別。這些不同直接影響了 工作頻率，從而影響輸出電容、EMI 濾波等等。這些器件如增加外部電容并聯，使得寄生電容的改變 相對不重要。遺憾的是這種方法增加了諧振網絡的周期，因此原先希望工作在高頻的愿望破壞了。

為什么你應當采用軟開關變換器？

圖 15 準諧振軟開關正激變換器

與諧振變換器相反，軟開關變換器工作在固定頻率，使得濾 波要求非常明確。軟開關諧振電容外接。因此裝置與裝置之間性 能可以再現。圖 15 示出了一個熟悉的標準的軟開關正激變換 器，波形如右。

開始，晶體管導通，漏極電壓為零。當晶體管關斷時，變壓 器初級電感與外加電容（與 MOSFET 源極－漏極電容并聯，但 外部電容設計的遠大于 MOSFET 電容）形成振蕩回路。在完成 振鈴半周期以后，磁芯復位。L 和 C 值決定振鈴頻率，以及磁芯 復位伏秒要求決定振鈴電壓多高。在半周期振鈴完成以后，因為 現在沒有能量存儲在變壓器中，漏極電壓保持在輸入電壓。在晶 體管再次導通前，一直保持這種狀態。

這種變換器與諧振變換器主要區別是仍然保持脈寬調制，晶體管以恒頻開關。當然，電容和電感 仍然要小心選擇。如果它們太大，（半）周期將超過開關周期，且磁芯不能復位。如果他們太小，在 一個很短的時間內得到磁芯復位的伏秒，漏極電壓太高。雖然如此，在變換器能正常工作范圍內，雜 散元件可以較大范圍變化。

可以開看到，當晶體管導通時，電容能量消耗在 MOSFET中。如果電容足夠小，這可能不太壞。例如，如果電容是 100pF,輸入電壓是 50V，開關頻率是 500kHz，僅由于電容引起的損耗為

當然，盡管有時可以借用 PWM芯片設計成同步整流，軟開關變換器不足之處是明顯缺乏控制它 們的 IC芯片。或許將來軟開關控制 IC成為普遍應用－那時，軟開關將成為最好的選擇。

g. 復合變換器

圖 16 用 Buck-推挽復合達到大變比的變換器

任何兩級（在理論上可以更多）變換器串聯組成復合變換器。與兩級級聯變換器（例如 PFC＋ C/DC 變換器）區別是整個兩級串聯變換器系統僅用一個控制回路。例如，復合變換器可能由前級 Buck，由 160V 直流輸入，后繼推挽電路（圖 16 所示）與之串連。Buck 閉環產生近似固定電壓（如 50V），例如推挽以固定周期降壓產生 5V 輸出。閉 環檢測 5V 輸出電壓，用誤差信號控制 Buck 占空 度。雖然推挽工作在開環(因為它以固定占空度開 關)，但實際上推挽級等效為控制環路中的一個增益 單元（在圖 13中增益為 1/10，即－20dB。）

在兩級電路中，兩個變換器的有些元件可以分 享，就是這個例子中 Buck 變換器的輸出濾波電容也 是推挽變換器的輸入電容。可以想象，在有些電路中，電感可以分享。和諧振和軟開關變換器一樣， 有大量變換器組合成復合變換器。不再一一列舉。

何時采用復合變換器

從以上的例子可以看到，當你要大幅度降壓或升壓時，復合變換器是很有用的。如上所述，PWM 能得到的占空度以及你試圖得到變壓器變比有實際限制的。如果你需要電壓變化超過可能的限制，復 合變換器大大擴展了可用的變換范圍。

當你需要十分大的變換比（輸入與輸出電壓比），又要求輸入輸出隔離時，可以采用復合變換 器。對于困難的設計是兩條綜合在一起，但是通過分離功能，你可以使他們很容易。例如，讓前級變換器完成電壓變換，而后級變換器完成隔離，或許用 1：1 變壓器。因為第二級變換器總是工作在相同 輸入電壓和相同輸出電壓，它的元件在這個狀態最佳，且效率最高。的確，這種復合變換器比單級變 換器更有效，因為避免了同時解決大變換比和隔離的變壓器困難