測試天線使用線極化天線，將極化方向與被測信號一樣調整到方向，則合成信號中的，向分量因為與測試天線極化方向正交被濾除，于是進入頻譜儀的信號為:

　　因此頻譜儀測得電場強度只包含與被測信號極化方向相同的干擾信號，而與被測信號極化方向正交的干擾信號對測量結果沒有影響。于是在暗室模擬的干擾源的極化方向可與被測信號極化取為一致，設到達測試點的干擾信號為

　　由式(8)可以看出，當干擾信號與被測信號頻率相同，而且距測試點的距離相當，電場強度值也相當時，在測試點得到的合成電場強度中無法鑒別出被測信號的電場強度。

　　因此在存在背景干擾的環境中進行大型電子設備的電磁兼容性測試，要解決的關鍵問題就是如何有效的減小背景干擾的強度，在測試點實現最大的信干比。由式(8)得，如果測試點處的信干比大于15dB以上時，即干擾信號的幅度遠小于被測信號幅度時，疊加后的合成信號幅度可近似等于。

　　自適應天線消除噪聲

　　陣列波束形成

　　將一組以某種形式作空間配置的天線單元連接到一個或多個接收機(或發射機)，就形成一個陣列。實際上，可以利用在不同(空間)方向上入射(或發射)的射頻平面波與陣列天線中各個陣元處所具有的不同波程差延遲，并將各陣元射頻信號分別作適當的延遲補償后相加，以形成天線陣列的波束，其中被補償最好的電磁波入射(或發射)方向將是陣列增益最高的方向，即陣列波束的方向。

　　圖3為一個由七個天線單元組成的“線陣”。在這個線陣中，七個天線單元(均為無方向的全向天線單元)被排列成一條直線(也可以組成“面陣”，此時所有天線單元將布置在一個平面內)。圖中各相鄰天線單元之間的間隔均相同，且相距為，這里即為陣列工作的中心頻率對應的波長。在陣列接收入射平面電磁波時，接收信號經各個天線單元的延遲補償后相加輸出。

　　在圖3中，假定所采用的測試信號為，該測試信號的平面電磁波入射方向為，且各個全向陣元均具有單位增益，則在相鄰天線單元間的波程差相位滯后(或超前)為：

　　( a)陣列結構　　　　　　　　　　　　(b)天線陣E面方向圖

　　圖3 線形陣列的波束形成

　　而用于各個天線單元的補償時間延遲(單位為秒)所引起相位滯后為，于是可得陣列輸出信號為

　　式中，L為天線單元數。

　　由式(10)可知，陣列的方向圖函數的振幅為

　　且當時，式(11)的值達到最大，即為方向圖振幅的最大峰值點。而通過改變相鄰單元間的時間延遲就可以改變方向圖波束峰值的指向。

　　陣列波束方向圖可以分布在的全部角度范圍之內，由于在圖3(a)所示的線陣結構中，陣面(由豎虛線表示)左、右兩部分角度域是關于該陣面對稱的，因而，如圖3(a)所示的貞烈波束方向圖也是關于陣面對稱分布的。圖中波束方向是在的角度范圍里，此時用于延遲補償的值應為正數(即相位滯后);而若要使波束方向被調整到的范圍內時，就所需延遲補償的值應為負數(即相位超前)，當然這是物理不可實現的。然而，對于單頻正弦波信號來說，可以用(其中為信號周期)代替這個負數的值，以達到波束方向調整的目的。

　　通常情況下，當陣列的各個相鄰天線單元之間的間距大于時，會產生所謂“柵瓣”現象，即在的全部角度范圍之內，方向圖會出現兩次或兩次以上的重復。這樣，在陣列接收和檢測信號時，將會產生“空間模糊”，即陣列不能確定信號真實到達方向。

　　任意一種陣列的波束方向圖除了主波束以外，都存在有副瓣。而當空間同時存在目標回波信號和不同方向入射的干擾信號時，要求陣列能在目標方向產生主波束，而同時能在干擾方向形成方向圖零點。這樣，若再用如圖3(a)所示的陣列結構就不能滿足實際需要了。圖4(a)表示的線陣結構與圖3(a)的區別在于，將各個天線單元的延遲補償改換成正交兩路加權的調整方法。通過調整這些權值可以同時得到所需要的主波束方向與方向圖零深(增益極低)方向。對于單頻正弦波信號而言，由于各個陣元的延遲補償實際等效為乘一個復權系數，因而，每個陣元的同相信號與經90°移相后的正交信號分別由權系數實部和虛部相乘后就可完成對波束方向圖的調整，且這種調整的自由度將增大。圖4(b)是調整以后的波束方向圖，它不僅將主波束對準目標方向，同時還在干擾到達方向形成了一個零深。

　　(a) 線陣結構　　　　　　　　　　　　　(b) 天線陣E面方向圖

　　圖4 采用加權系數的陣列波束形成