在《無線電通信手冊》上看到G4PMK的Roger Blackwell的設計后，我決定嘗試制作一個頻譜分析儀。我不得不修改設計，因為我拿不到他用的摩托羅拉MC 3356集成電路。這是一個帳戶，我想出了什么，它如何表現，以及如何可以改善。

　　圖1是分析儀的框圖。這是一個雙轉換超溫器。DC至50 MHz范圍內的輸入信號被上變頻至170 MHz的第一中頻，在被下變頻至10.7 MHz的第二中頻之前被放大和濾波。第一個IF被選擇來適合我庫存中的螺旋濾波器。沒有理由為什么不能使用另一個頻率（例如145 MHz）來代替。

　　晶體濾波器決定分辨率帶寬。螺旋濾波器的帶寬為2MHz，僅用于消除雜散響應。如果沒有它，在26.45、31.8、38.833、45.967和63.6 MHz處會有雜散，其中VCO諧波比第二本振諧波高或低10.7 MHz。31.8 MHz響應通過4 *（170+31.8）= 10.7+5 * 159.3 = 807.2 MHz的驚人中頻產生，顯示了NE602混頻器的能力。

　　原型由6個模塊構成：

　　掃頻儀

　　（同variablecrystaloscillator）可調晶體振蕩器

　　VCO放大器

　　前端（第一混頻器、中頻放大器和濾波器）

　　第二本機振蕩器

　　第二混頻器和對數IF

　　為什么這么多？這個設計是實驗性的。我不知道需要多少增益才能將VCO輸出提高到要求的水平，直到我構建并測試了它；我不想在一塊板上放太多東西以防出錯！每個模塊都單獨進行了測試。我構建了第二個IF的兩個版本來嘗試不同的晶體濾波器。

　　VCO是一個變容二極管控制的FET LC振蕩器，帶有射極跟隨器緩沖器。放大器是一對級聯的MSA-0404 MMIC。我不打算更詳細地描述這兩個模塊，因為我建議使用商業VCO，如Mini-Circuits POS-300。這可以安裝在第一混合器附近。其緊湊性、頻率跨度和線性度無與倫比。

　　我不會描述第二個本地振蕩器，除了說它是一個5泰國（Thailand）泛音巴特勒電路使用定制的159.3兆赫晶體。下一次，我將使用NE602內部振蕩器，根據飛利浦的應用筆記3的可靠性高達7泰國（Thailand）泛音。在170 MHz時，它不是最好的混頻器，噪聲很大，50歐姆的輸入匹配很棘手，但它很簡單。你甚至可以使用LC振蕩器。

　　看見附錄缺少振蕩器原理圖。

　　組件和結構

　　所有RF電路均采用接地層結構。前端建在雙面覆銅板上。其他射頻模塊使用單面電路板。SMA連接器和迷你同軸電纜用于在電路板之間路由信號。

　　鉆孔模板標在0.1英寸的圖紙上。這些可以在電腦上完成，但一次性的手工操作更快。我剛剛把螺旋過濾器的腿推進了紙里。這些木板是用手工鉆鉆的。使用Vero工具清除孔周圍的銅。用解剖刀刻劃熱中斷，以使焊接到頂部更容易。

　　關于部件的采購，DIP16封裝的NE604已經停產；但引腳兼容的SA614AN是更好的選擇。我發現巴倫·亨德里克森1在荷蘭，這是專業射頻元件的一個非常有用的來源。我推薦Sycom2在英國。SMA鉆頭通常可以在集會上廉價買到。

　　掃頻儀

　　掃描發生器原理圖如圖2所示。555定時器U1控制掃描速度。VR1設置速度。積分器U2產生斜坡。VR2設置掃描寬度。VR3和VR4設置顯示中心頻率。可以使用一個10圈的鍋來代替，但是大的頻率變化在單獨的粗調和細調控制下會更快。

　　U4引腳6上的掃描輸出直接連接到VCO控制輸入。使用U1引腳3上的回掃脈沖觸發示波器。頻譜分析儀電路通常顯示示波器的X輸入由斜坡驅動，但我的示波器沒有X輸入！

　　當放大時，U5引腳3的平滑對于清晰、穩定的顯示至關重要。C2 3和4是270nF金屬化聚酯薄膜電容器。我使用三個并聯電容器，因為我手頭沒有更高價值的非極化類型。積分電容器C1是聚酯層類型。在這里，電解質適合于電源去耦。陶瓷盤去耦U1的引腳5。

　　掃描發生器安裝在0.1”穿孔板上，使用Molex進行外部連接。布局如圖3所示。U1和U2周圍的電路來自羅杰·布萊克威爾的設計5.

　　除了輸出擺幅有限之外，741在這種應用中是足夠的。軌到軌輸出會更好。12V軌道本身是一個限制；一些變容二極管需要高達30V的電壓。前面提到的POS-300 VCO需要1到16V的控制電壓。

　　前端

　　前端原理圖如圖4所示。L1是鐵氧體磁珠上的2匝26swg漆包銅線。螺旋過濾器Toko 272MT-1007A購自Barend Hendriksen1.

　　在這種應用中，SBL-1混頻器的IF和RF端口是相反的。分析儀輸入饋入引腳3和4，因為它們與二極管環DC耦合。這使得極低的輸入頻率能夠上變頻至第一中頻。變壓器耦合端口在DC不起作用。輸入端需要一個低通濾波器。

　　為了獲得最佳平衡，SBL-1要求所有端口都有一個50歐姆的寬帶電阻終端。輸出端的4dB衰減器就是一種嘗試。VCO輸入端使用了一個2.5dB衰減器。SBL-1需要+7 dBm的LO驅動，我的VCO放大器的輸出為+9.5 dBm。POS-300輸出電平為+10 dBm，因此如果使用該電平，則需要一個3dB衰減器。

　　MMIC提供20dB的增益來補償插入損耗：信號在混頻器中損失6dB，在衰減器中損失4dB，在濾波器中損失9dB。我將增益放在濾波器之前，以提高整體靈敏度。方便的是，MMIC通過過濾器供電。電阻R-BIAS將電流設置為45mA。不幸的是，MMIC沒有寬帶匹配。更好的解決方案可能是將衰減器放在MMIC之后，或者使用雙工器。

　　前端建在雙面覆銅板上。布局和結構如圖5所示。MAR-6通過用砂磨鉆頭鉆一個淺凹槽進行表面安裝。在下面，不需要的銅被剝離，同時加熱。

　　中頻剝除

　　圖6顯示了構成第二中頻的第二混頻器、晶體濾波器和對數放大器。NE60x設備最初是為模擬蜂窩電話開發的。盡管仍然受到業余建造者的歡迎，但遺憾的是，盡管NE602 （NE612、SA602相當）仍然很容易買到，但這兩者現在都過時了。NE602包含一個射頻放大器、振蕩器晶體管和平衡混頻器。NE604是一款中頻放大器和調頻解調器。

　　我調整了輸入匹配電路，將一個終端示波器連接到輸入端，同時用GDO將一個信號注入L2。引腳1處的NE602輸入阻抗為1K5。引腳6的最佳振蕩器驅動電平為200mV峰峰值，即R1上的10dBm。10M15A晶體濾波器的1K5終端阻抗與NE602的單端輸出阻抗兼容。

　　需要解釋晶體濾波器通過T1與NE604的匹配，以及電阻器R2和R3的用途。NE604的增益超過100dB。為確保穩定性，制造商的數據手冊建議使用外部分流電阻。引腳16處的1K6輸入電阻被R2分流。該濾波器在T1的一半初級線圈上看到1660歐姆，其匝數比為7+7比4。82p電容是Toko線圈的組成部分。

　　沒有嘗試將第一個IF放大器引腳14處的1K輸出阻抗與陶瓷濾波器的330ω端接阻抗匹配，但是，與R3并聯的引腳12處限幅器的1K6輸入阻抗可以正確端接濾波器輸出。R3也有助于穩定性。為了實現最大的RSSI線性度，引腳12和14之間需要12dB的插入損耗。這一點沒有實現。

　　對于如此大的增益，良好的電源去耦至關重要。整體陶瓷貫穿始終。在沒有輸入信號的情況下，RSSI輸出大于250毫伏是有害振蕩的指示。令人高興的是，原型的電壓遠低于200毫伏。幸運的是，這種應用不需要正交線圈，因為不使用音頻輸出。這可能有助于減少反饋。

　　IF帶構建在單面覆銅板上，銅充當接地層。圖7說明了布局和構造方法。包括R3在內的一些元件安裝在電路板下方。

　　第二條測試帶用于測試10F15D 8極點濾波器。為了匹配該濾波器的3K端接阻抗，在濾波器輸入端串聯插入一個1K5電阻，R2值增加到2K7。

　　績效/結果

　　頻譜分析儀玩起來很有趣！使用短天線可以看到高頻頻譜中的活動。我還將分析器連接到RACAL RA1217接收器的全景適配器輸出。有時可以同時看到和聽到單個CW信號。沒有天線，我可以看到我的無繩電話在31和40兆赫的基地和手機載體；我能看到我鄰居的49兆赫無線嬰兒報警器。

　　低至1V e 。 m 。 f（113 DBM）的信號在噪聲草坪上方可見。在30dBm以下，RSSI是相當對數的。動態范圍約為80dB。高于20dBm的輸入會增加整個頻帶的噪聲水平，載波附近除外。會不會是MAR-6在這個靜區只看到50歐姆的負載？圖8（a）顯示了4 MHz分頻時的10dBm信號。

　　圖8（b）顯示了使用雙極點濾波器時，每分頻50 KHz的未調制85dBm載波。顯示非常穩定。圖8（c）顯示了由1 KHz正弦波調制的50 KHz偏差的FM信號。改變偏差、調制頻率和掃描速率會產生有趣的效果！

　　分析器可以曲線跟蹤它自己的晶體濾波器。圖8（d）是2極10M15A在每分頻約50 KHz時的響應；第二個峰值比頂部低34dB。圖8（e）是8極10F15D在20 KHz分頻時的較窄、較陡的通帶。通帶紋波可見。這些濾波器的特性對于頻譜分析儀來說并不理想！它們是為調頻通信設計的。

　　圖8（f）顯示了1 MHz TTL晶體振蕩器產生的梳狀標記。跨度為0.5至13.5兆赫。注意前幾個偶次諧波相對于其他峰值的電平。完美的方波僅由奇次諧波組成。